- 高速通信的混頻器和調制器設計
- 采用推挽式電路
- 實現對MOSFET和IGBT的最優驅動
一、 設計的基本要求
在一些交通運載、野外測控、可移動武器裝 備 、工程修理車等設備中都配有不同規格的電 源。通常這些設備工作空間狹小，環境惡劣，干擾 大。因此對電源的設計要求也很高，除了具有良好的電氣性能外，還必須具備體積小、重量輕、成本 低、可靠性高、抗干擾強等特點。針對某種移動設 備的特定要求，研制了一種簡單實用的車載正弦 波逆變電源，采用 SPWM工作模式，以最簡單的硬 件配置和最通用的器件構成整個電路。實驗證明， 該電源具有電路簡單、成本低、可靠性高等特點， 滿足了實際要求。車載逆變器（電源轉換器、 Power Inverter ）是一種能夠將 DC12V 直流電轉換為和市電相同的 AC220V 交流電，供一般電器使用，是一種方便的車用電源轉換器。車載電源逆變器在國外市場受到普遍歡迎。在國外因汽車的普及率較高，外出工作或外出旅游即可用逆變器連接蓄電池帶動電器及各種工具工作。中國進入 WTO 后，國內市場私人交通工具越來越多，因此，車載逆變器電源作為在移動中使用的直流變交流的轉換器，會給你的生活帶來很多的方便，是一種常備的車用汽車電子裝具用品。通過點煙器輸出的車載逆變器可以是 20W 、 40W 、 80W 、 120W 直到 150W ，功率規格的。再大一些功率逆變電源200W，300W，400W，500W，600W，700W，800W，1000W，1500W要通過連接線接到電瓶上。設計汽車逆變電源，提出了一種低成本的方波逆變電源的基本原理及制作方法；介紹了驅動電路芯片 SG3524 和 IR2110的使 用；設計驅動和保護電路；給出輸出電壓波形的實驗結果
本文闡述了要求非常高的車載電源的設計及實驗過程中的一些特殊問題的解決措施，提出了一些新穎的觀點 。這些觀點對以后的電源設計有一定的借鑒作用 。
二、 總體方案的確定
1、總體介紹：
電源是電子設備的動力部分,是一種通用性很強的電子產品。它在各個行業及日常生活中得到了廣泛的應用，其質量的好壞極大地影響著電子設備的可靠性,其轉換效率的高低和帶負載能力的強弱直接關系著它的應用范圍。方波逆變是一種低成本，極為簡單的變換方式，它適用于各種整流負載，但是對于變壓器的負載的適應不是很好，有較大的噪聲。在逆變電源的發展方向上，輕量、小型、高效是其所追求的目標。本文所介紹的逆變電源電路主要采用集成化芯片,使得電路結構簡單、性能穩定、成本較低。因此,這種電路是一種控制簡單、可靠性較高、性能較好的電路。整個逆變電源也因此具有較高的性價比和市場競爭力。要選擇專業的正規的工廠生產或經銷代理的車載逆變器產品。在國內有些用戶為圖方便將一些 DC 直流電器如：手機充電器、筆記本電腦等在車上不使用自身配的 220V 電源而配上簡易轉接器直接插到點煙器上，這樣是不對的，汽車的電瓶電壓不穩，直接取電可能會燒毀電器很不安全而且會大大影響電器使用壽命，因為原廠家供應的 220V 電源是廠家專為其電器設計的，有極好的穩定性。 另外，在購買時要查看車載逆變器是否有各種保護功能，這樣才能保證電瓶和外接電器的安全。還要注意車用逆變器的波形，方波的轉換器會造成供電不穩定，可能損傷所使用的電器，所以最好選正弦波或修正正弦波形的最新型的車載逆變器。達到性能要求：
2、經濟性好：
通過把12V的蓄電池電源轉換為工頻使用電源，用于車載內部的電器，是一種簡單，廉價的方式。主電路設計中采用了簡單的全橋逆變電路，過壓過流保護電路，以及幾款簡單的芯片。經濟性能良好，使用方便。就本系統的性能穩定性而言，由于未設計復雜的電路進行干擾的情況。并且輸出穩定，價格優良，是一款性價比很高的系統。
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三、 具體電路設計
本文依據逆變電源的基本原理，利用對現有資料的分析推導,提出了一種方波逆變器的制作方法并加以調試。
1 、系統基本原理
本逆變電源輸入端為蓄電池（＋12V，容量90A·h），輸出端為工頻方波電壓（50Hz，220V）。其結構框圖如圖1所示。
目前，構成DC/AC逆變的新技術很多，但是考慮到具體的使用條件和成本以及可靠性，本電源仍然采用典型的二級變換，即DC/DC變換和DC/AC逆變。首先由DC/DC變換將DC12V電壓逆變為高頻方波，經高頻升壓變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩定的約320V直流電壓；然后再由DC/AC變換以方波逆變的方式，將穩定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的方波電壓；再經LC工頻濾波得到有效值為220V的50Hz交流電壓，以驅動負載。
2、 DC/DC變換
由于變壓器原邊電壓比較低,為了提高變壓器的利用率,降低成本,DC/DC變換如圖2所示，采用推挽式電路，原邊中心抽頭接蓄電池，兩端用開關管控制，交替工作，可以提高轉換效率。而推挽式電路用的開關器件少,雙端工作的變壓器的體積比較小,可提高占空比,增大輸出功率。
雙端工作的方波逆變變壓器的鐵心面積乘積公式
AeAc=Po(1＋η)/(ηDKjfKeKcBm) （1）
式中
Ae(m2)為鐵心橫截面積；
Ac(m2)為鐵心的窗口面積；
Po為變壓器的輸出功率；
η為轉換效率；
δ為占空比；
K是波形系數；
j(A/m2)為導線的平均電流密度；
f為逆變頻率；
Ke為鐵心截面的有效系數；
Kc為鐵心的窗口利用系數；
Bm為最大磁通量。
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3、 DC/AC變換
如圖3所示，DC/AC變換采用單相輸出，全橋逆變形式，為減小逆變電源的體積，降低成本，輸出使用工頻LC濾波。由4個IRF740構成橋式逆變電路，IRF740最高耐壓400V，電流10A，功耗125W，利用半橋驅動器IR2110提供驅動信號，其輸入波形由SG3524提供，同理可調節該SG3524的輸出驅動波形的D<50％，保證逆變的驅動方波有共同的死區時間。
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IR2110的內部結構和工作原理框圖如圖4所示。圖中HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，在實際電路里，該端接用戶的保護電路的輸出。HO和LO是兩路驅動信號輸出端，驅動同一橋臂的MOSFET
IR2110的自舉電容選擇不好，容易造成芯片損壞或不能正常工作。VB和VS之間的電容為自舉電容。自舉電容電壓達到8.3V以上，才能夠正常工作，要么采用小容量電容，以提高充電電壓，要么直接在VB和VS之間提供10～20V的隔離電源，本電路采用了1μF的自舉電容。 為了減少輸出諧波，逆變器DC/AC部分一般都采用雙極性調制，即逆變橋的對管是高頻互補通和關斷的。
逆變橋部分，采用IGBT作為功率開關管。由于IGBT寄生電容和線路寄生電感的存在，同一橋臂的開關管在開關工作時相互會產生干擾，這種干擾主要體現在開關管門極上。以上管開通對下管門極產生的干擾為例，實際驅動電路及其等效電路如圖3所示。實際電路中，IR2110的輸出推挽電路,這個電壓尖刺幅值隨母線電壓ＶＢＵＳ和負載電流的增大而增大，可能達到足以導致Ｔ２瞬間誤導通的幅值，這時橋臂就會形成直通，造成電路燒毀。
同樣地，當Ｔ２開通時，Ｔ１的門極也會有電壓尖刺產生。帶有門極關斷箝位電路的驅動電路通過減小ＲＳ和改善電路布線可以使這個電壓尖刺有所降低，但均不能達到可靠防止橋臂直通的要求。門極關斷箝位電路針對前面的分析，本文將提出一種門極關斷箝位電路，通過在開關管驅動電路中附加這種電路，可以有效地降低上述門極尖刺。門極關斷箝位電路由MOSFET管MC1和MC2,MC1門極下拉電阻RC1和MC2門極上拉電阻RC2組成。實際上該電路是由MOSFET構成的兩級反相器。當MC1門極為高電平時，MC1導通，MC2因門極為低電平而關斷，不影響功率開關管的正常導通；當MC1門極為低電平時，MC1關斷，MC2因門極為高電平而飽和導通，從而在功率開關管的門極形成了一個極低阻抗的通路，將功率開關管的門極電壓箝位在0V，基本上消除了上文中提到的電壓尖刺。
在使用這個電路時，要注意使MC2D、S與功率開關管GE間的連線盡量短，以最大限度地降低功率開關管門極寄生電感和電阻。在電路板的排布上，ＭＣ２要盡量靠近功率開關管，而MC1,RC1和RC2卻不必太靠近MC2，這樣既可以發揮該電路的作用，也不至于給電路板的排布帶來很大困難。用雙極型晶體管(如８０５０)同樣可以實現上述電路的功能。雙極型晶體管是電流型驅動，其基極必須要串聯電阻。為了加速其關斷，同時防止其本身受到干擾，基極同樣需要并聯下拉電阻，這樣就使電路更加復雜。
同時，要維持雙極型晶體管飽和導通，其基極就必須從電源抽取電流，在通常的應用場合這并無太大影響，但在自舉驅動并且是ＳＰＷＭ的應用場合，這些抽流會大大加重自舉電容的負擔，容易使自舉電容上的電壓過低而影響電路的正常工作。因此選用MOSFET來構成上述門極關斷箝位電路。可以看到在門極有一個電壓尖刺，這個尖刺與門極脈沖的時間間隔剛好等于死區時間，由此可以證明它是在同一橋臂另一開關管開通時產生的。此時電壓尖刺基本消除。通過實驗驗證，該電路確實可以抑制和消除干擾，有一定的使用價值，可以提高電路的可靠性
4、 保護電路設計及調試過程中的一些問題
保護電路分為欠壓保護和過流保護。
欠壓保護電路如圖5所示，它監測蓄電池的電壓狀況，如果蓄電池電壓低于預設的10.8V，保護電路開始工作，使控制器SG3524的腳10關斷端輸出高電平，停止驅動信號輸出。
圖5中運算放大器的正向輸入端的電壓由R1和R3分壓得到，而反向輸入端的電壓由穩壓管箝位在＋7.5V，正常工作的時候，由三極管V導通，IR2110輸出驅動信號，驅動晶閘管正常工作，實現逆變電源的設計。當蓄電池的電壓下降超過預定值后，運算放大器開始工作，輸出跳轉為負，LED燈亮，同時三級管V截止，向SG3524的SD端輸出高電平，封鎖IR2110的輸出驅動信號。此時沒有逆變電壓的輸出。
過流保護電路如圖6所示，它監測輸出電流狀況，預設為1.5A。方波逆變器的輸出電流經過采樣進入運算放大器的反向輸入端，當輸出電流大于1.5A后，運算放大器的輸出端跳轉為負，經過CD4011組成的RS觸發器后，使三級管V1基級的信號為低電平，三級管截止，向IR2011的SD1端輸出高電平，達到保護的目的。
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調試過程遇到的一個較為重要的問題是關于IR2110的自舉電容的選擇。IR2110的上管驅動是采用外部自舉電容上電，這就使得驅動電源的路數大大減少，但同時也對VB和VC之間的自舉電容的選擇也有一定的要求。經過試驗后，最終采用1μF的電解電容，可以有效地滿足自舉電壓的要求。
DC/DC變換輸出電壓穩定在320V，
控制開關管的半橋驅動器IR2110開關頻率為50Hz，實驗的電路波形如圖7～圖14所示。
6、功率因素校正：
低功率因數電源存在問題：使電網波形畸變，線路損耗加大；降低供電系統的功率因數、增大系統供電容量；降低用電設備的使用壽命；干擾儀器儀表；使計算機無法正常工作等不連續工作模式的校正原理在低功率（P<200W）的PFC中，多采用DCM工作模式。常用的控制方法有恒頻控制技術和恒導通時間控制技術。
1.恒頻控制技術 PFC電路的開關頻率保持不變，而且PWM控制輸出的控制脈沖的占空比在半個工頻周期內保持不變。 VT導通時，電感電流的峰值
若在半個工頻周期內Ton和Tdon均為恒定值，則輸入電流的峰值與輸入電壓成正比，電流的平均值與電壓相位相同。當Tdon 恒定時，則輸入電壓與輸入電流的比值恒定，從而實現PF=1。
但在實際電路中Tdon在半個工頻周期內并不恒定，導致了平均輸入電流存在一定程度的畸變。提高輸入電壓和輸出電壓的峰值比值，可以減小電流的畸變程度。
四、附錄
