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對于惡劣的工業和汽車環境，可通過隔離CAN收發器的邏輯接口進一步增強系統的魯棒性，允許接地節點之間出現較大的電位差，同時提供抗高電壓瞬變能力。將CAN收發器與數字隔離器集成起來即可形成隔離式CAN節點。ADM3052, ADM3053, 和 ADM3054 隔離式CAN收發器提供多種接口供電選項。對于DeviceNet網絡，隔離側可通過總線供電；因此，ADM3052集成了一個線性調節器，以便利用24 V總線電源提供5 V電源。ADM3053（如圖1所示）集成了一個isoPower DC-DC轉換器，用于驅動收發器和數字隔離器的總線端。已有一個隔離式DC-DC轉換器能夠在隔離柵上提供電源的系統可以采用ADM3054，后者只集成了數字隔離器和CAN收發器。

圖1. 隔離式CAN節點（ADM3053收發器由isoPower DC-DC供電）

部署一個CAN節點需要一個隔離式或非隔離式CAN收發器，以及一個搭載有相應協議堆棧的CAN控制器或處理器。可以使用獨立式CAN控制器，甚至可以使用不帶標準協議堆棧的控制器，但是，CAN應用中使用的微處理器可能已經包括CAN控制器。在任一情況下，都必須對CAN控制器進行配置，以調和總線上的數據速率和時序，而硬件振蕩器則用于控制器。

隨著電纜長度的增加，信號中的高頻組分衰減，因此，長距離條件下的數據速率都有限。總線是一種多主機，因此，所有節點都可以嘗試同時傳輸，仲裁取決于物理層信令。傳播延遲也會隨電纜長度而增加，可能對節點間同步和仲裁形成干擾。

CAN總線上的差分信號可能處于兩種狀態之一：主動（邏輯0，信號線路CANH和CANL之間存在一個差分電壓）或被動（邏輯1，無差分電壓，所有CAN收發器輸出均為高阻抗）。如果兩個節點嘗試同時傳輸，則主動位傳輸會覆蓋同時進行的被動位傳輸，因此，在傳輸時，所有節點都必須監控總線狀態，如果在傳輸被動位時發生覆蓋，則要停止傳輸。如此，傳輸主動位的節點贏得仲裁，如圖2所示。

圖2. 兩個CAN節點之間的仲裁邏輯

CAN 2.0b定義的是數據鏈路層的實現方式，對用于傳輸的CAN幀結構進行了規定。一個包含消息ID的仲裁字段啟動消息傳輸。較低的消息ID（開頭的零較多）將擁有更高的優等級，因此，在傳輸消息時，相應節點贏得仲裁的概率更大。

盡管CAN節點與總線傳輸同步，但是，由于兩個同時傳輸的節點之間存在傳播延遲，所以不會完全同步。要讓仲裁切實發揮作用，傳播延遲不能過大，否則，較快的節點可能在檢測到較慢節點傳輸的位狀態之前就對總線進行采樣了。最差條件下的傳播延遲為兩個最遠節點間延遲的兩倍。在圖3中，如果節點A和B是總線上相隔最遠的節點，則至關重要的參數是雙向傳播時間PropBA與TPropBA之和。

圖3. 實際條件下兩個CAN節點間的仲裁（含傳播延遲）

總傳播延遲由通過電纜、兩個CAN控制器I/O和兩個CAN收發器的雙向傳播時間構成。CAN控制器I/O并不是傳播延遲的主要貢獻者，往往可以忽略不計，但進行徹底評估時必須予以考慮。循環時間由從TxD到CANH/CANL、再回到RxD的傳播延遲構成。電纜傳播延遲取決于電纜和距離，典型值為5 ns/m。

在較低數據速率下，允許的位時間較長，因此，傳播延遲（及電纜距離）也可能變長。在最高標準CAN數據速率（即1 Mbps）下，允許的傳播延遲更受限制，盡管ISO 11898-2標準規定，在總線長40米時，可支持1 Mbps的數據速率。

隔離條件下，在計算雙向傳播延遲時，必須考慮額外的因素。相比光耦合器，數字隔離器可減少傳播延遲，但即使是最快的隔離式CAN收發器在這方面也與較慢的非隔離式收發器相當。如果允許的總傳播延遲保持不變，隔離系統中，最大電纜長度較短，但可以重新配置CAN控制器，以提高允許的總傳播延遲。

為了補償因較長總線或隔離增加的傳播延遲，必須為CAN控制器設置與時序和同步相關的特定參數。在配置控制器時，不只是選擇一個數據速率，而是要設置決定著控制器所用位時間的變量。面向振蕩器或內部時鐘的波特率預分頻器(BRP)設置時間量子(TQ)，位時間為TQ的倍數。振蕩器的硬件選擇，以及BRP和每位時間TQ數的軟件配置設定數據速率。

控制器的位時間分為三個或四個時間段，如圖3所示。每位時間的TQ總數包括一個同步以及傳播延遲(PROP)、相位段1 (PS1)和相位段2 (PS2)的設定數量。有時候，會把PROP和PS1加起來。配置調節采樣點，以支持傳播延遲和再同步。

把采樣點設在位時間的稍后部分可以支持更長的傳播延遲，但就如總數據速率一樣，采樣點取決于其他時序變量，這些變量都有自己的限制。例如，內部時鐘/振蕩器可能固定不變，只能使用整數BRP和TQ數。因此，特定電纜長度要求的理想數據速率可能根本無法實現，因此，必須縮短電纜，或者降低數據速率。

再同步會使PS1加長，PS2縮短，加長量和縮短量為同步跳寬(SJW)規定的TQ數，因此，PS2不得短于SJW。SJW所需TQ數取決于CAN控制器的時鐘容差，對于SJW和PS2，晶振一般支持最小TQ數。

為了實現節點間時序可靠、同步可靠的穩健網絡，系統必須能承受所選數據速率和CAN控制器時鐘條件下的傳播延遲。如果不能，可以選擇降低數據速率、縮短總線或者使用不同的CAN控制器時鐘速率。配置過程包括以下三個步驟。

第一步：檢查時鐘和預分頻器——匹配數據速率

先核實在給定目標數據速率和CAN控制器時鐘條件下，有哪些可能的配置。TQ間隔必須基于時鐘和各種BRP值計算，可能組合只有那些TQ間隔為位時間的整數倍的組合。根據所處系統設計階段，也可能考慮其他CAN控制器時鐘速率。在表1所示計算示例中，給定的最大數據速率為1 Mbps，使用的是一個Microchip? MCP2515獨立CAN控制器和一個內置CAN控制器的ADSP-BF548 Blackfin處理器。MCP2515 fOSC 取決于所使用的外部硬件振蕩器，而ADSP-BF548 fSCLK 則取決于硬件CLKIN和內部PLL設置（VCO的CLKIN乘數，SCLK的VCO分頻）。只有CAN控制器時鐘和BRP（整數個TQ）的某些組合支持1 Mbps的數據速率，如粗體所示。這會限制位時序的設置，因此一旦選擇某個總線數據速率，只有部分選項可用。

表1. 給定f和BRP時1 Mbps速率下的TQ數

第二步：確定位段配置

下一步是確定每個位段要求的TQ數。最困難的情況是在1 Mbps的數據速率下支持最大傳播延遲，例如，電纜長40米，隔離式節點。理想情況下，應對位時間段進行配置，使采樣點在位中盡量晚。在表1中，對于每個整數的TQ總數，一個TQ必須提供給SYNC段，PS2（或TSEG2）段必須足夠大，以容納CAN控制器信息處理時間（只要BRP大于4，MCP2515為2 TQ，ADSP-BF548為小于1 TQ）。另外，對于MCP2515，PROP和PS1最多可以各有8 TQ；對于ADSP-BF548，TSEG1 (PROP + PS1)最多可以為16 TQ。

圖4和圖5分別展示了MCP2515和ADSP-BF548的可能總TQ配置，對于1 Mbps速率條件下的有效時鐘和BRP組合，可支持最近采樣點。MCP2515的最佳TQ總數為19，要求38 MHz的硬件振蕩器和1的BRP。對于ADSP-BF548，TQ總數為5的情況除外，所有配置至少為85%采樣點，但最佳設置是10 TQ，要求fSCLK = 50 MHz且BRP = 5。

圖4. MCP2515的可能TQ總數配置（速率為1 Mbps，最大傳播延遲

圖5. ADSP-BF548的可能TQ總數配置（速率為1 Mbps，最大傳播延遲）

第三步：使收發器/隔離延遲和總線長度與配置相匹配

在幫助CAN控制器實現最佳采樣點以后，最后一步是比較允許的傳播延遲與使用的CAN收發器/隔離器和總線長度。設ADSP-BF548最佳配置為10 TQ（fSCLK= 50 MHz，BRP = 5），可能實現的最大傳播延遲為900 ns。對于集成隔離式電源的ADM3053隔離式CAN收發器，數據手冊中的最大環路延遲（TxD關閉，接收器處于非活動狀態）為250 ns。必須使其增加一倍(500 ns)，以便同時支持總線最遠兩端的兩個節點處的發射延遲和接收延遲。

設電纜傳播延遲為5 ns/m，ADSP-BF548可以支持40米的總線長度（根據ISO 11898規范，此為1 Mbps條件下的最大值），ADSP-BF548的位時間總共為10 TQ，TSEG2位段僅1 TQ。實際上，略早的采樣點就夠了，因為一個節點上的極端收發器傳播延遲甚至很可能導致簡單的再傳輸（由數據鏈路層CAN控制器自動處理），但是，由于CAN控制器I/O與CAN收發器之間存在小延遲，因此建議把采樣點配置到盡量靠后的點。

隔離有利于提高魯棒性，但同時也會增加發射和接收兩個方向的傳播延遲。必須使該延遲增加一倍，以支持兩個節點參與仲裁。如果系統允許的傳播延遲是固定的，在增加隔離措施之后，可以減少電纜長度或數據速率。另一種方法是重新配置CAN控制器，使其支持最大傳播延遲，以保證支持所需的數據速率和總線長度，即使是在節點采取了隔離措施的條件下。