【導(dǎo)讀】汽車電子子系統(tǒng)的增加產(chǎn)生了對能夠在挑戰(zhàn)性條件下工作的小型、廉價和高可靠性電子設(shè)備的需求。由于汽車電源軌上的噪聲，出現(xiàn)了許多這種具有挑戰(zhàn)性的情況。根據(jù)充電狀態(tài)、溫度和交流發(fā)電機(jī)的狀況，汽車電池電壓的穩(wěn)態(tài)范圍為9至16 V。然而，電源軌也受到一系列動態(tài)干擾，包括啟動停止、冷啟動和負(fù)載突降瞬態(tài)曲線。
汽車電源線連續(xù)和瞬態(tài)傳導(dǎo)干擾測試的測試級別
所有這些類型的事件產(chǎn)生了對電子設(shè)備可能存在問題的電氣條件。為了測試漏洞，每個汽車制造商都有自己豐富的傳導(dǎo)抗擾（CI）測試套件，并且有ISO 7637和ISO 16750等國際標(biāo)準(zhǔn)給出的標(biāo)準(zhǔn)脈沖波形。除了常見的欠壓和過壓瞬態(tài)源之外，疊加在直流母線上的交流發(fā)電機(jī)正弦曲線噪聲可能是有害的，尤其對于汽車信息娛樂和照明系統(tǒng)而言。
大多數(shù)汽車試圖使用由低通電感加電容（LC）濾波器和瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）陣列組成的無源電路來消除瞬態(tài)干擾。這樣一來，位于保護(hù)網(wǎng)絡(luò)下游的汽車電子設(shè)備可以承受高達(dá)40V的瞬態(tài)電壓而不會損壞。但是，低頻情況下降低干擾所需的電感器/電解電容器組合占用了大量的空間。
幸運的是，有更緊湊的處理瞬態(tài)的方法。此方法使用具有高電源抑制比（PSRR，其中抑制表示為輸出噪聲與輸入噪聲的對數(shù)比）同步降壓-升壓直流/直流轉(zhuǎn)換器的有源濾波器。除了處理濾波之外，有源濾波器還提供電池電壓調(diào)節(jié)和瞬態(tài)抑制。
同步降壓-升壓轉(zhuǎn)換器
設(shè)計與汽車電池配合使用的穩(wěn)壓器時，設(shè)計人員必須記住，電池電壓可高于輸出電壓設(shè)定值（如電池充電時），低于設(shè)定值（與嚴(yán)重放電時相同），等于設(shè)定值。這種可變性需要降壓-升壓轉(zhuǎn)換。傳統(tǒng)的降壓或升壓轉(zhuǎn)換器在這里無法滿足要求的，因為兩者分別僅是降壓或升壓轉(zhuǎn)換。
可以圍繞LM5175-Q1控制器設(shè)計四開關(guān)同步降壓-升壓轉(zhuǎn)換器，以輸出嚴(yán)格穩(wěn)壓的12V電源軌。這種方法適用于發(fā)動機(jī)管理單元（EMU）和其他重要的汽車功能，這些功能要求即使在最嚴(yán)重的電池電壓瞬變期間，負(fù)載也必須保持通電而不出現(xiàn)問題。
這種現(xiàn)代降壓-升壓功率級的主要吸引力是將簡單的降壓或升壓工作模式用于實現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。與傳統(tǒng)的單開關(guān)（反相）降壓-升壓相反，電路產(chǎn)生正輸出電壓。另外，憑借簡單的磁性組件，相對于SEPIC、反激式、Zeta和級聯(lián)升壓-降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它有更小的功率損耗和更高的功率密度。
四開關(guān)降壓-升壓轉(zhuǎn)換器具有直觀的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它還相對緊湊，采用控制啟動，同時在升壓模式下引入短路保護(hù)。同樣，控制和補償很簡單，轉(zhuǎn)換器使用恒定開關(guān)頻率。因此，這種方法適用于汽車電池電壓調(diào)節(jié)。
該電路實現(xiàn)了具有組合峰谷電流模式控制的四開關(guān)降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。
當(dāng)輸入電壓分別適當(dāng)?shù)馗哂诨虻陀谳敵鲭妷簳r，電路產(chǎn)生常規(guī)的同步降壓或升壓，并且相反非開關(guān)支路的高側(cè)MOSFET導(dǎo)通為通過器件。
典型四開關(guān)降壓-升壓轉(zhuǎn)換器電路原理圖說明了功率級和LM5175-Q1控制器芯片的組件。控制器芯片包括集成柵極驅(qū)動器、偏置電源、電流感測電路、輸出電壓反饋、環(huán)路補償、可編程欠壓鎖定電路以及用于降低噪聲特征的抖動選項。設(shè)計人員可以選擇開關(guān)頻率。400 kHz開關(guān)頻率可以降低電路占用空間，消除對AM廣播頻帶的干擾。
在所附示意圖中，四個功率MOSFET設(shè)置為全橋配置中的降壓和升壓橋臂，其中開關(guān)節(jié)點SW1和SW2通過功率電感器（由LF表示）連接。當(dāng)輸入電壓分別適當(dāng)?shù)馗哂诨虻陀谳敵鲭妷簳r，發(fā)生傳統(tǒng)的同步降壓或升壓，并且相反非開關(guān)支路的高側(cè)MOSFET導(dǎo)通為通過器件。
但是，此降壓-升壓實施方案的最引人注目的特征是當(dāng)輸入接近輸出電壓設(shè)定值時，在降壓-升壓（B-B）轉(zhuǎn)變區(qū)域中采用特殊方案。然后，降壓和升壓橋臂均以一半的開關(guān)頻率，以相移、交錯方式進(jìn)行處切換，這非常有利于效率和功率損耗。
控制架構(gòu)將升壓中的峰值電流模式控制和降壓中的谷值電流模式控制相結(jié)合，實現(xiàn)了平滑的模式轉(zhuǎn)換，僅需要一個低側(cè)配置的分流電阻即可實現(xiàn)電流檢測。
效率和分解組件功率損耗與四開關(guān)同步降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的（a）負(fù)載電流和（b，下圖）輸入電壓。升壓-升壓模式區(qū)域在效率與線路圖中很明顯。
ISO 16750-2疊加正弦交流測試電壓（a），在兩分鐘掃描持續(xù)時間內(nèi)從50Hz到25kHz的頻率掃描記錄（b）。
在9和16V輸入電壓下對轉(zhuǎn)換器開環(huán)增益和相位圖的仿真顯示了相應(yīng)的PSRR性能。
上圖是9和16V輸入的模擬波特圖，環(huán)路交叉頻率分別為14 kHz和17kHz。
下圖是模擬PSRR，分別顯示了在1kHz時，9V和16V輸入的衰減分別為40dB和42dB。
觀察效率和組件功率耗散對于轉(zhuǎn)換器設(shè)計線路和負(fù)載的曲線圖很有趣?？紤]到總體損耗，具有12V穩(wěn)壓輸出的轉(zhuǎn)換器很容易在寬范圍的輸出電流和輸入電壓下達(dá)到95％以上的效率。
車載電子設(shè)備的一個重要特性是對音頻（AF）范圍內(nèi)傳導(dǎo)瞬態(tài)的抗干擾性。這種噪聲的來源是在輸出上有殘余交流電的汽車交流發(fā)電機(jī)。交流發(fā)電機(jī)的定子繞組基本上是具有高阻抗輸出的三相正弦電流源，饋入二極管全波整流器。整流產(chǎn)生重疊的電流脈沖，波紋由三相確定。
ISO 16750-2第4.4節(jié)描述了汽車電子設(shè)備應(yīng)能承受的交流發(fā)電機(jī)輸出的電壓紋波。根據(jù)測試脈沖嚴(yán)重程度，測試信號在50 Hz至25 kHz的頻率范圍內(nèi)，幅值為峰峰值1V，2V和4V。
最大PSRR
直流/直流轉(zhuǎn)換器的PSRR與環(huán)路帶寬相關(guān)并受其影響。環(huán)路帶寬通常限于開關(guān)頻率的20％或更低，取決于在升壓模式下出現(xiàn)的右半平面零（RHPZ）頻率。在諸如TI的LM5175-Q1等控制器中，PSRR性能在很大程度上與VIN 和負(fù)載變化無關(guān)。這是由于具有基于VIN 和VOUT差值的自適應(yīng)斜坡補償電流模式控制方案，設(shè)計用于提高PSRR和抑制線路瞬態(tài)。
在隨附的電路原理圖中，標(biāo)注為CSLOPE的電容器用于斜坡補償設(shè)置。CSLOPE 被選擇為在谷值（峰值）電流模式降壓（升壓）工作模式下的典型的電感器上升斜坡（下降斜坡）的理想的無差拍響應(yīng)?？捎玫碾姼衅餍甭实囊话肜碚撋咸峁┳罴丫€路抑制，但這表示用于環(huán)路穩(wěn)定性的最小斜坡補償。
總而言之，四開關(guān)同步降壓-升壓轉(zhuǎn)換器是在汽車應(yīng)用中實現(xiàn)穩(wěn)定電壓調(diào)節(jié)，而且緊湊經(jīng)濟(jì)。它使得不再需要龐大的無源濾波器組件。此降壓-升壓控制器還通過了AEC-Q100汽車認(rèn)證。
左圖是當(dāng)9V直流輸入具有1V峰峰值幅值疊加1kHz正弦波紋時，同步降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓。所有電壓都使用去除開關(guān)頻率噪聲的交流示波器探頭耦合進(jìn)行測量。輸入電壓通過連接為源極跟隨器的串聯(lián)n溝道MOSFET進(jìn)行調(diào)制。輸入信號衰減大約40dB，符合預(yù)期。右下圖是在冷啟動瞬變期間的輸出電壓，下降到3V持續(xù)20毫秒。使用汽車?yán)鋯幽M器。如上所述，四開關(guān)同步降壓-升壓轉(zhuǎn)換器通過冷啟動曲線無縫調(diào)節(jié)，保持輸出電壓在其額定12V設(shè)定值。功率MOSFET在低輸入電壓時具有足夠的柵極驅(qū)動幅度，因為VOUT為控制器的偏置引腳輸入供電。
免責(zé)聲明：本文為轉(zhuǎn)載文章，轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息，版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問題，請聯(lián)系小編進(jìn)行處理。
推薦閱讀：
