【導(dǎo)讀】精密儀器儀表或射頻(RF)電路中的噪聲必須最小化，但由于這些系統(tǒng)的特性，降低噪聲要應(yīng)對許多挑戰(zhàn)。例如，這些系統(tǒng)常常必須在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作，同時(shí)要滿足嚴(yán)格的電磁干擾(EMI)和電磁兼容性(EMC)要求。此外，系統(tǒng)中擠滿了電子元器件，因而存在空間限制且對熱敏感。集成電路(IC)日益提高的復(fù)雜度導(dǎo)致這些系統(tǒng)需要更多的電源電壓軌。生成所有這些電壓軌，滿足上述要求，并使整個(gè)系統(tǒng)保持低噪聲，是一個(gè)艱巨任務(wù)。
ADI公司提供了多種多樣的解決方案來產(chǎn)生低噪聲電源。這些解決方案中的大多數(shù)設(shè)計(jì)用于產(chǎn)生正電壓軌，只有很少的專用IC用于產(chǎn)生負(fù)電壓。當(dāng)負(fù)電壓需要為低噪聲器件（如RF放大器、開關(guān)和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器ADC/DAC）供電時(shí)，選擇范圍特別有限。
本系列文章的第一部分將介紹一種從正電源產(chǎn)生這種低噪聲負(fù)電壓軌的新方法。首先簡要說明負(fù)電壓軌通常如何產(chǎn)生以及用在何處。然后，在介紹交錯(cuò)式反相電荷泵(IICP)拓?fù)渲埃覀儗⒂懻摌?biāo)準(zhǔn)反相電荷泵。通過對IICP的輸入和輸出電壓紋波的簡短推導(dǎo)，強(qiáng)調(diào)其在低噪聲系統(tǒng)中的特有優(yōu)勢。
該系列的第二部分將給出一個(gè)使用ADI公司新型ADP5600實(shí)現(xiàn)IICP的實(shí)際示例。首先通過測量電壓紋波和電磁輻射騷擾來將此器件與標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵進(jìn)行比較。然后使用第一部分中的公式來優(yōu)化IICP性能，并開發(fā)出一種為低噪聲RF電路供電的完整解決方案。
產(chǎn)生負(fù)電壓的傳統(tǒng)方法
為了產(chǎn)生負(fù)電壓，通常采用以下兩種方法之一：使用電感開關(guān)穩(wěn)壓器或使用電荷泵。電感開關(guān)穩(wěn)壓器利用電感或變壓器產(chǎn)生負(fù)電壓。這些磁轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞睦佑校悍聪嘟祲骸⒎聪嘟祲?升壓和?uk。在解決方案尺寸、成本、效率、噪聲產(chǎn)生和控制環(huán)路復(fù)雜性方面，每種拓?fù)涠加衅鋬?yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)1, 2。一般而言，基于磁性元件的轉(zhuǎn)換器適合需要較高輸出電流(>100 mA)的應(yīng)用。
對于所需輸出電流小于100 mA的應(yīng)用，電荷泵正轉(zhuǎn)負(fù)（反相）DC-DC轉(zhuǎn)換器可以非常小，并且EMI低，因?yàn)椴恍枰姼谢蚩刂骗h(huán)路。它們只需要通過開關(guān)在電容之間移動(dòng)電荷——將產(chǎn)生的電荷提供給輸出。
因?yàn)殡姾杀貌皇褂萌魏未判栽姼谢蜃儔浩鳎云銭MI通常比感性開關(guān)拓?fù)湟汀ｋ姼型入娙荽蟮枚啵瞧帘坞姼羞€會(huì)像天線一樣廣播電磁輻射騷擾。相比之下，電荷泵中使用的電容不會(huì)產(chǎn)生比典型數(shù)字輸出更多的EMI。電荷泵可以用短走線輕松布線，以減少天線面積和容性耦合，從而降低EMI。
表1比較了基于電感的開關(guān)穩(wěn)壓器和開關(guān)電容反相拓?fù)洹?/div>
表1.磁電荷泵與反相電荷泵的比較
傳統(tǒng)反相電荷泵
傳統(tǒng)反相電荷泵的配置如圖1所示。
圖1.反相電荷泵原理圖。
電荷泵的輸出阻抗ROUT定義為電荷泵機(jī)制從輸入到輸出的等效電阻。它可以通過測量輸入至輸出電壓差并除以負(fù)載電流來求得：
對于反相電荷泵，GAIN = –1。
或者，等效輸出電阻可以作為開關(guān)頻率、開關(guān)電阻和反激電容大小的函數(shù)來計(jì)算，一般簡化為：
其中
為四個(gè)開關(guān)電阻之和。
四個(gè)開關(guān)以相同頻率fOSC工作，每個(gè)都在開關(guān)周期T的一半時(shí)間內(nèi)處于導(dǎo)通狀態(tài)，其中T = 1/fOSC。基于開關(guān)周期的兩部分，可以將操作分為兩個(gè)階段，如圖2所示。
圖2.電荷泵在每個(gè)操作階段都要反相。
圖3.反相電荷泵的時(shí)序圖。
圖3給出了電荷泵各階段操作的電壓和電流。在階段1中，S1和S2閉合，S3和S4斷開。這會(huì)將飛跨電容(CFLY)充電至+VIN的電壓。在階段2中，S1和S2斷開，S3和S4閉合，來自CFLYIN流入CFLY，斷續(xù)電流從CFLY流出到COUT。這會(huì)導(dǎo)致CIN和COUT上出現(xiàn)電壓紋波，紋波可以計(jì)算如下：
求解輸出電壓紋波可得：
同樣，輸入電壓紋波為：
公式4和公式5說明，對于標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵，電壓紋波是開關(guān)頻率和輸入（或輸出）電容的函數(shù)。更高的頻率和更高的電容會(huì)以1:1的關(guān)系減少紋波。然而，提高頻率存在實(shí)際障礙——這會(huì)增加芯片的電流消耗，從而降低效率。/p>
同樣，成本和PCB面積常常會(huì)限制反相電荷泵的最大輸入和輸出電容。另請注意，反激電容在電荷泵的電壓紋波中不起作用。
為了減少紋波，可以在電荷泵周圍構(gòu)建輸入和輸出濾波器，但這又會(huì)提高復(fù)雜性和電荷泵的輸出電阻。不過，這些問題可以通過對標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵逆變器進(jìn)行改進(jìn)來解決：交錯(cuò)式反相電荷泵(IICP)。
交錯(cuò)式反相電荷泵(IICP)
相位交錯(cuò)廣泛用于感性開關(guān)穩(wěn)壓器（即多相操作）中，目的是減少輸出電壓紋波3。以恰好50%的占空比交錯(cuò)的2相降壓轉(zhuǎn)換器，理論上產(chǎn)生0 mV的輸出電壓紋波。當(dāng)然，穩(wěn)壓降壓轉(zhuǎn)換器的占空比會(huì)隨輸入和輸出電壓而變化，因此只有VIN = 2 VOUT時(shí)才能實(shí)現(xiàn)50%的占空比。電荷泵通常以恰好50%的占空比工作，因此，交錯(cuò)式電荷泵逆變器值得考慮。/p>
當(dāng)裸片上需要極低電流的負(fù)軌時(shí)，有時(shí)會(huì)在IC內(nèi)使用交錯(cuò)式電荷泵，但目前尚無商用的專用IICP反相DC-DC轉(zhuǎn)換器。IICP的結(jié)構(gòu)需要兩個(gè)電荷泵和兩個(gè)飛跨電容。第二電荷泵與第一電荷泵以180°錯(cuò)相操作開關(guān)。我們來看一下IICP的設(shè)置和輸出紋波，并重點(diǎn)說明如何優(yōu)化其性能。設(shè)置如圖4所示，時(shí)序圖如圖5所示。
圖4.交錯(cuò)式反相電荷泵。
圖5.交錯(cuò)式反相電荷泵的時(shí)序圖。
在振蕩器的每一相中，飛跨電容之一連接到VIN，另一個(gè)連接到VOUT。乍一看，有人可能會(huì)認(rèn)為添加第二個(gè)電容只會(huì)將電壓紋波減小一半。但是，這是不準(zhǔn)確的過度簡化。實(shí)際上，輸入和輸出電壓紋波可能遠(yuǎn)小于標(biāo)準(zhǔn)逆變器，因?yàn)殡娙菔冀K從輸入端充電并向輸出端放電。從IICP輸出電壓紋波的推導(dǎo)過程可以更好地理解這一點(diǎn)。
IICP輸出電壓紋波推導(dǎo)
由于IICP總是有一個(gè)飛跨電容向輸出提供電流，因此可以簡化其輸出級，如圖6所示。
圖6.簡化的IICP輸出級。
此外，IICP的輸出電阻（如公式1所定義）可近似為：
其中
為開關(guān)電阻之和。
將電流加到ILOAD中，我們得出：
其中dt等于開關(guān)周期的四分之一（T/4或1/(4 × fOSC)）。輸出電壓紋波?VOUT為dVOUT，VCFLY(t)為CFLY兩端的電壓差。我們可以合理地假設(shè)，相對于飛跨電容電壓紋波，輸出電壓紋波很小。為了計(jì)算?VOUT，我們需要了解VCFLY(t)。從圖6可知，IFLY等于流經(jīng)兩個(gè)導(dǎo)通開關(guān)的電流。每個(gè)開關(guān)有RON的電阻。所以：
為了求解VCFLY(t)的這個(gè)微分方程，必須知道至少一個(gè)初始條件。此條件可通過查閱圖5中的時(shí)序圖得知。請注意，從t = 0到t = T/4，兩個(gè)CFLY電容均向ILOAD提供電流，并對COUT充電。然后，從t = T/4到t = T/2，CFLY和COUT向輸出負(fù)載提供電流。在t = T/4（及類似的t = 3/4 T）時(shí)刻，COUT對ILOAD的貢獻(xiàn)恰好為0。所以，此時(shí)ILOAD等于IFLY，而VCFLY的電壓為：
使用公式8和公式9，我們可以微分求解VCFLY(t):
為了求得公式7的VCFLY變化量，取兩個(gè)點(diǎn)（例如t = 0和t = T/4），對每個(gè)點(diǎn)求解公式10。結(jié)果簡化為：
結(jié)合公式11和公式7，求解?VOUT得出：
公式12的影響最初可能并不明顯。先通過考慮理想開關(guān)的情況(RON = 0Ω)來簡化它可能會(huì)有幫助。這樣做會(huì)使第二項(xiàng)接近于零，僅留下第一項(xiàng)。第一項(xiàng)非常類似于標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵紋波（公式4），但I(xiàn)ICP的雙飛跨電容使分母增大2倍。兩倍的電荷泵使波紋減半。該結(jié)果與直觀判斷一致。
但是，公式12的重要部分是后半部分。注意第二項(xiàng)的負(fù)號，這意味著該部分會(huì)減小輸出電壓紋波。重點(diǎn)看導(dǎo)通電阻(RON)和飛跨電容(CFLY)。在標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵中，這些項(xiàng)在降低輸出電壓紋波方面不起作用。但在IICP中，導(dǎo)通電阻會(huì)起到讓充電和放電電流平滑的作用。雙飛跨電容使這種充電/放電動(dòng)作不會(huì)中斷。
輸出電壓紋波驗(yàn)證
我們可以利用電路仿真來檢查公式12的準(zhǔn)確性以及用于推導(dǎo)該公式的假設(shè)的有效性。使用LTspice®很容易完成這項(xiàng)工作。該仿真的原理圖如圖7所示，文件可供 下載。
在多種條件下進(jìn)行了比較，結(jié)果匯總于表2。
表2.各種配置的理論結(jié)果與LTspice仿真結(jié)果的比較
表2顯示，公式12與仿真非常接近，從而驗(yàn)證了簡化公式時(shí)所做假設(shè)的有效性。現(xiàn)在，我們可以使用該公式權(quán)衡在IICP實(shí)現(xiàn)中不同做法的利弊。
比較IICP和標(biāo)準(zhǔn)電荷泵的電壓紋波也很有幫助。在本系列的第二部分中，我們將展示這些不同的平臺實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)的差異性。但現(xiàn)在，圖8中的LTspice模型可以說明輸出電壓紋波的差異。
圖7.LTspice中的交錯(cuò)式反相電荷泵。
圖8.IICP與常規(guī)電荷泵的輸出電壓紋波比較：VIN = 12 V，ILOAD = 50 mA，CFLY = 2.2 µF，COUT = 4.7 µF，RON = 3 Ω。為了直觀地與常規(guī)電荷泵進(jìn)行比較，其RON減半且CFLY加倍。
IICP拓?fù)鋬?yōu)化
推導(dǎo)完IICP公式并證明其有效性后，我們得出兩個(gè)主要結(jié)論：對于IICP，導(dǎo)通電阻(RON)會(huì)同時(shí)減少輸入和輸出電壓紋波，這是很理想的結(jié)果。相反，在標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵中，導(dǎo)通電阻是完全不適宜的，因?yàn)樗鼤?huì)增加電荷泵的ROUT，而且不會(huì)降低紋波電壓。實(shí)際上，我們可以在反激電容上串聯(lián)一個(gè)電阻來進(jìn)一步增加導(dǎo)通電阻。這就為我們以增加電荷泵電阻為代價(jià)來減少輸入和輸出電壓紋波提供了一種手段。在本系列第二部分討論IICP的使用案例時(shí)，我們會(huì)進(jìn)一步探討這種手段。
其次，可以優(yōu)化飛跨電容的值及其與COUT的比率，以進(jìn)一步優(yōu)化紋波。例如，小型封裝的大輸出電容可能很難找到，而且在較高電壓下電容會(huì)明顯降額。但是，通過減小COUT，然后增大CFLY，可以獲得相同的輸出電壓紋波，而電容值更容易獲得。例如，不需要CFLY = 1 µF且COUT = 10 µF，而是將它們都設(shè)置為2.2 µF，兩種情況下獲得的輸出電壓紋波幾乎相同。與10 µF/25 V電容相比，小型封裝的2.2 µF/25 V電容更容易獲得。第二部分中的示例應(yīng)用對此進(jìn)行了探討。
結(jié)論
以上是關(guān)于交錯(cuò)式反相電荷泵拓?fù)涞南盗形恼拢ǚ謨刹糠郑┑牡谝徊糠帧１静糠纸榻B了IICP拓?fù)涞囊话愀拍睿ㄝ斎?輸出電壓紋波計(jì)算。輸入/輸出紋波公式的推導(dǎo)得出了關(guān)于如何優(yōu)化IICP解決方案性能的重要見解。
本系列的第2部分將介紹ADP5600，這是一款用于IICP拓?fù)涞募山鉀Q方案。我們將測量其性能，并與標(biāo)準(zhǔn)反相電荷泵進(jìn)行比較。最后，我們將把所有相關(guān)內(nèi)容組合在一起來為一個(gè)低噪聲相控陣波束成型解決方案供電。
參考電路
1Jaino Parasseril。 “如何使用μModule降壓穩(wěn)壓器從正輸入產(chǎn)生負(fù)輸出電壓” 。凌力爾特。
2Kevin Scott and Jesus Rosales。“?uk組合式轉(zhuǎn)換器和反相電荷泵轉(zhuǎn)換器之間的區(qū)別” 。ADI公司。
3Majing Xie。 “大功率、單電感、表貼降壓-升壓µModule穩(wěn)壓器處理36 VIN、10 A負(fù)載” 。凌力爾特，2008年3月。
致謝
Sherlyn Dela Cruz、Alex Ilustrisimo和Roger Peppiette
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