【導讀】在開關電源當中，占空比發揮著重要的作用，它起著調整開關管導通時間的作用，占空比的值越高，輸出電壓越高。占空比在反激電路的設計當中也同樣適用，下面小編就為大家介紹一種產生最大占空比的反激電路設計。
PWM控制器的選擇
電路設計當中，幾種常見的高頻反激式電源集成控制器有兩種類型，單芯片式和雙芯片式。很多生產商都根據自己的 IC原理編制了電路的設計程式，這些程式都是針對芯片的特有參數設計的，從原理上都能相互解釋 ，但卻不能通用。對比這些計算程式可以得出：選擇 PWM控制器的IC時應考慮不同控制 IC的不同參數，諸如功率控制等級、電流或電壓控制模式、頻率的要求;不論選用何種驅動芯片，影響變壓器設計的主要參數只是頻率及控制的最大占空比，其它參數對外部主電路計算的影響可忽略不計;可以在此基礎上找到一種符合反激式電路原理并適合不同 PWM芯片的電路設計方法。
Flyback反激電路原理分析
首先從反激式開關電源的基本原理圖開始，如圖1所示，輸入電源首先經過EMC電路濾除差摸及共模干擾，并對交流輸入進行整流。 PWM芯片決定MOSFET的導通與截止。在 MOSFET導通期內，能量儲存在勵磁電感中，次級整流管是截止的，變壓器為空載工作;在 MOSFET截止期內變壓器勵磁電感中的儲能釋放，轉變成感應電勢傳送到次級，經過整流和濾波后輸出直流電壓。
圖1：高頻反激式電源工作原理
若初級電流經過磁化電感區后降至零，即為不連續導通模式;若磁化電流未降至零，則為連續導通模式。反激電路工作于連續模式時，其變壓器磁心的利用率會顯著下降，所以無特殊情況應避免使用。
PWM集成芯片通常接收電流負載最大的輸出電路反饋信號，由此來調節 MOSFET的占空比。如果輸出的負載增大，則 PWM脈沖控制的導通時間增長，流過初級線圈的電流線性上升，電流峰值增大，變壓器儲能增加，從而可提高次級帶負載能力。開關管和輸出整流管的振鈴可引起高頻 EMI或者環路不穩，解決的辦法通常是加吸收電路。
基于最大導通時間計算方法的推導
高頻反激開關電源的變壓器實質上是一個耦合電感，其設計中的相互制約因素很多。在計算過程中 MOSFET與變壓器的鐵心可根據設計者的需要在一定范圍內選擇，本文主張從控制最大占空比參數入手。PWM控制芯片一旦選定，其工作頻率與最大占空比也就確定了下來，若超出最大占空比，電源很容易進入非正常工作模式。
已知的參數
由設計人員根據用戶需求確定的參數包括：最大輸入電壓 Uinmax、最小輸入電壓 Uin min、各路輸出電壓 Uo1、Uo2?Uon、各路輸出電流(最大值)Io1、Io2?Ion、最大輸出的功率總和 Pomax。
由設計人員選擇的 PWM芯片決定的參數包括：開關頻率 fsw、MOS管最大導通時間 Tonmax、最大占空比 Donmax。
根據電路特點和設計經驗估計的參數包括：變壓器效率η、變壓器勵磁電感系數 Klk。
變壓器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感為初級電感的 5%)。反激時勵磁電感中的儲能乘以開關電源效率，即為輸出功率，反激式電源效率η一般為 0.7～0.8，這里設η=0.75。
簡化計算的假設
圖2：示出反激電源拓撲電路
圖中Lm：勵磁電感、Llk1：初級漏感、Llk2：次級漏感。
假定：若磁芯帶有空氣隙，其磁導G 遠小于鐵氧體，所以在計算磁路磁導時忽略鐵氧體的磁導，而只計空氣隙的磁導;由于高頻變壓器線圈匝數一般很少，可以忽略變壓器線圈電阻，因此在MOS管導通期內變壓器初級電流呈線性上升;在任何時候磁芯都無磁通飽和，即應選取飽和磁通密度高，且有足夠大的磁路截面積的磁芯;反激設計合理，在最小電壓輸入最大功率輸出時，初級線圈處于臨界連續模式，MOSFET 導通瞬間有電流I=0，MOSFET關斷時有變壓器初級峰值電流Ipk。
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勵磁電感的推導
若選定芯片最大導通占空比為Don max，則MOSFET 最大導通時間：
假定Klk=0.95，η=0.75，則一個周期內變壓器儲存并釋放的總能量：
同時，能量來自MOSFET 導通時段初級線圈儲能：
勵磁電感Lm=Klk=Lp。
反激電壓Uf 的確定及MOS 管的選取
圖3：示出反激電源工作時MOSFET漏-源極電壓uds波形
假設濾波電容足夠大，在拓撲電路反激過程中，勵磁電感放電電流iLm 也是線性變化，如圖4 所示。
圖4：IM和udsd的關系
MOSFET 關斷時電壓均值等于輸入電壓與變壓器反激電壓之和。由圖4可見，MOSFET 關斷時有一個尖峰噪聲電壓，該噪聲電壓和泄放回路的設計、MOS 管的關斷速度這兩個因素有關。設計Uf 時必須考慮變壓器飽和磁通密度、MOS 管的耐壓值、PWM芯片的最大導通時間。如圖4 所示，若tint=0，電源工作在臨界連續模式。tint 階段變壓器無電能傳遞，所以理論上Uf 應盡量小。如果Uf 設計合理，則在最小輸入電壓及最大功率輸出時tint=0，電源工作在臨界連續模式。此時：
由此式可估計出Uf。選取MOS 管耐壓應超過峰值電壓，電流額定值大于Ipk，導通時電阻越小越好。
變壓器參數的確定
初次級匝比的計算：
式中Udiode———次級高頻整流管的通態壓降
可由AwAe 法求出所需的變壓器鐵芯：
式中Aw———磁芯窗口面積，cm2 Ipk———初級峰值電流，A;
Ae ———磁芯截面積，cm2 Lp———初級電感量，μH;
Bw———磁芯工作磁感應強度，T;
Ko———窗口有效使用系數，根據安規的要求和輸出路數決定，一般為0.2～0.4;
Kj———電流密度系數，一般取395A/cm2;
根據求得的AwAe 值選擇合適的磁芯，一般盡量選擇窗口長寬比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數較高，同時可以減小漏感。
初次級匝數及氣隙計算
適當加大氣隙，可適當減小需求的初級電感量，防止鐵芯飽和。但氣隙越大，漏感也越大。由于：
式中lg———氣隙長度Np———初級匝數。
至此，高頻反激電源變壓器部分設計推導結束。
計算舉例
用TNY2634 制作開關電源，輸入直流電壓20～28V，要求開關電源輸出直流電壓12V，輸出功率6W，變壓器效率假定0.95，電源開關頻率為130 kHz，最大占空比為0.5。由式(4)得初級電感值Lp=57.8!H，由式(9)得反激電壓Uf=20V。選定次級高頻整流管的通態壓降Udiode=0.7V，由式(10)得Np /Ns=1.575。假定選用鐵氧體磁路截面積為11×10- 6m2， 空氣隙長度為(0.17×2)×10- 3m。由式(13)得初、次級線圈匝數Np =37.7 匝;由式(14)得次級線圈匝數Ns=24 匝。
本篇文章對計算比較困難的新手來說很有幫助。主要對反激式電壓的公式進行了確定。并且根據MOS管的最大通導時間進行了各種算法的實際計算。從本篇文章當中可以看出，如果要完成一個完整的電路，需要解決EMC、泄放回路的計算、輸出濾波設計等一系列的問題。
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