- 探究開關電源的開關損耗
- 學習N溝道增強型MOSFET的基本組成
- 采用MOSFET的低導通電阻
基于電感的開關電源（SM-PS）包含一個功率開關，用于控制輸入電源流經電感的電流。大多數開關電源設計選擇MOSFET作開關（圖1a中Q1），其主要優(yōu)點是MOSFET在導通狀態(tài)具有相對較低的功耗。
MOSFET完全打開時的導通電阻（RDS(ON)）是一個關鍵指標，因為MOSFET的功耗隨導通電阻變化很大。開關完全打開時，MOSFET的功耗為ID2與RDS(ON)的乘積。如果RDS(ON)為0.02W，ID為1A，則MOSFET功耗為0.02*12=0.02W。功率MOSFET的另一功耗源是柵極電容的充放電。這種損耗在高開關頻率下非常明顯，而在穩(wěn)態(tài)（MOSFET連續(xù)導通）情況下，MOSFET柵極阻抗極高，典型的柵極電流在納安級，因此，這時柵極電容引起的功耗則微不足道。轉換效率是SMPS的重要指標，須選擇盡可能低的RDS(ON)。MOSFET制造商也在堅持不懈地開發(fā)低導通電阻的MOSFET，以滿足這一需求。
隨著蜂窩電話、PDA及其他電子設備的體積要求越來越小，對電子器件，包括電感、電容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。減小SMPS體積的通用方法是提高它的開關頻率，開關頻率高容許使用更小的電感、電容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的開關頻率會降低轉換效率，即使MOSFET的導通電阻非常小。工作在高開關頻率時，MOSFET的動態(tài)特性，如柵極充放電和開關時間變得更重要。可以看到在較高的開關頻率時，高導通電阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。為了理解這個現象就不能只看MOSFET的導通電阻。下面討論了N溝道增強型MOSFET的情況，其它類型的MOSFET具有相同結果。
圖1. 一個典型的升壓轉換器（a）利用MOSFET控制流經電感至地。
當溝道完全打開，溝道電阻(RDS(ON))降到最低；如果降低柵極電壓，溝道電阻則升高，直到幾乎沒有電流通過漏極、源極，這時MOSFET處于斷開狀態(tài)。可以預見，溝道的體積愈大，導通電阻愈小。同時，較大的溝道也需要較大的控制柵極。由于柵極類似于電容，較大的柵極其電容也較大，這就需要更多的電荷來開關MOSFET。同時，較大的溝道也需要更多的時間使MOSFET打開或關閉。工作在高開關頻率時，這些特性對轉換效率的下降有重要影響。[page]
在低開關頻率或低功率下，對SMPS MOSFET的功率損耗起決定作用的是RDS(ON)，其它非理想參數的影響通常很小，可忽略不計。而在高開關頻率下，這些動態(tài)特性將受到更多關注，因為這種情況下它們是影響開關損耗的主要原因。
圖2. 所示簡單模型顯示了N溝道增強型MOSFET的基本組成，流經漏極與源極之間溝道的電流受柵極電壓控制。MOSFET柵極類似于電容極板，對柵極提供一個正電壓可以提高溝道的場強，產生低導通電阻路徑，提高溝道中的帶電粒子的流通。
對SMPS的柵極電容充電將消耗一定的功率，斷開MOSFET時，這些能量通常被消耗到地上。這樣，除了消耗在MOSFET導通電阻的功率外，SMPS的每一開關周期都消耗功率。顯然，在給定時間內柵極電容充放電的次數隨開關頻率而升高，功耗也隨之增大。開關頻率非常高時，開關損耗會超過MOSFET導通電阻的損耗。
隨著開關頻率的升高，MOSFET的另一顯著功耗與MOSFET打開、關閉的過渡時間有關。圖3顯示MOSFET導通、斷開時的漏源電壓、漏極電流和MOSFET損耗。在功率損耗曲線下方，開關轉換期間的功耗比MOSFET導通時的損耗大。由此可見，功率損耗主要發(fā)生在開關狀態(tài)轉換時，而不是MOSFET開通時。
MOSFET的導通和關斷需要一定的過渡時間，以對溝道充電，產生電流或對溝道放電，關斷電流。MOSFET參數表中，這些參數稱為導通上升時間和關斷下降時間。對指定系列中，低導通電阻MOSFET對應的開啟、關斷時間相對要長。當MOSFET開啟、關閉時，溝道同時加有漏極到源極的電壓和導通電流，其乘積等于功率損耗。三個基本功率是：
P = I*E
P = I2*R
P = E2/R
對上述公式積分得到功耗，可以對不同的開關頻率下的功率損耗進行評估。
MOSFET的開啟和關閉的時間是常數，當占空比不變而開關頻率升高時（圖5），狀態(tài)轉換的時間相應增加，導致總功耗增加。例如，考慮一個SMPS工作在50%占空比500kHz，如果開啟時間和關閉時間各為0.1祍，那么導通時間和斷開時間各為0.4祍。如果開關頻率提高到1MHz，開啟時間和關閉時間仍為0.1祍，導通時間和斷開時間則為0.15祍。這樣，用于狀態(tài)轉換的時間比實際導通、斷開的時間還要長。
可以用一階近似更好地估計MOSFET的功耗，MOSFET柵極的充放電功耗的一階近似公式是：
EGATE = QGATE×VGS,
QGATE是柵極電荷， VGS是柵源電壓。
在升壓變換器中，從開啟到關閉、從關閉到開啟過程中產生的功耗可以近似為：
ET = (abs[VOUT - VIN]×ISW×t)/2
其中ISW是通過MOSFET的平均電流（典型值為0.5IPK），t是MOSFET參數表給出的開啟、關閉時間。
MOSFET完全導通時的功耗（傳導損耗）可近似為：
ECON = (ISW)2 ×RON×tON,
其中RON是參數表中給出的導通電阻，tON是完全導通時間（tON= 1/2f，假設最壞情況50%占空比）。
考慮一個典型的A廠商的MOSFET：
RDSON = 69mW
QGATE = 3.25nC
tRising = 9ns
tFalling = 12ns
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一個升壓變換器參數如下：
VIN = 5V
VOUT = 12V
ISW = 0.5A
VGS = 4.5V
100kHz開關頻率下每周期的功率損耗如下：
EGATE = 3.25nC×4.5V = 14.6nJ
ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×9ns)/2 = 17.75nJ
ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A ×12ns)/2 = 21nJ
ECON = (0.5)2 ×69mW×1/(2× 100kHz) = 86.25nJ.
從結果可以看到，100kHz時導通電阻的損耗占主要部分，但在1MHz時結果完全不同。柵極和開啟關閉的轉換損耗保持不變，每周期的傳導損耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ，從每周期的主要功耗轉為最小項。每周期損耗在62nJ，頻率升高10倍，總MOSFET功率損耗增加了4.4倍。
另外一款MOSFET：
RDSON = 300mW
QGATE = 0.76nC
TRising = 7ns
TFalling = 2.5ns.
SMPS的工作參數如下：
EGATE = 0.76nC×4.5V = 3.4nJ
ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×7ns)/2 = 12.25nJ
ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A×2.5ns)/2 = 4.3nJ
ECON = (0.5)2 ×300mW×1/(2× 1MHz) = 37.5nJ.
導通電阻的損耗仍然占主要地位，但是每周的總功耗僅57.45nJ。這就是說，高RDSON（超過4倍）的MOSFET使總功耗減少了7%以上。如上所述，可以通過選擇導通電阻及其它MOSFET參數來提高SMPS的效率。
到目前為止，對低導通電阻MOSFET的需求并沒有改變。大功率的SMPS傾向于使用低開關頻率，所以MOSFET的低導通電阻對提高效率非常關鍵。但對便攜設備，需要使用小體積的SMPS，此時的SMPS工作在較高的開關頻率，可以用更小的電感和電容。延長電池壽命必須提高SMPS效率，在高開關頻率下，低導通電阻MOSFET未必是最佳選擇，需要在導通電阻、柵極電荷、柵極上升/下降時間等參數上進行折中考慮。
