- 太陽能逆變器設計的重要趨勢是采用更高的功率
- 太陽能逆變器設計的另一個趨勢是擴大輸入電壓范圍
- 升壓＋H-橋拓撲
- “最大功率點跟蹤”或MPPT的軟件技術
- 采用兩個交錯式升壓級來取代一個升壓級
- 額定開關電壓600V以上的輸入級采用1200V IGBT
- 額定電壓只需600V/650V的輸入級選用MOSFET
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由于能源成本日益攀升，太陽能發電正逐漸成為一項可行的替代能源。德國政府通過立法，推出各種激勵手段積極鼓勵可再生能源的使用(如《再生能源法》 “Energieeinspeisungsgesetz”)，受此驅使，至2007年，該國一直是全球最大的太陽能市場。而現在，其它國家已超過德國，例如西班牙在2008年的新建太陽能發電廠數量居全球之冠，而意大利、法國和美國的已安裝太陽能發電容量預計將呈大幅增長。多種激勵措施推動需求走高，繼而刺激產能增長。但由于最近全球經濟危機的爆發和2008年西班牙對太陽能市場的激勵措施突然撤銷，致使太陽能芯片供大于求，導致價格下跌40%-50%。 這使得光伏技術更接近所謂的“平價電價”(grid parity)目標，亦即太陽能發電成本與目前電能市價相當。預計在2015年，德國將可實現均一電價。
太陽能模塊產生一個直流電壓，太陽能逆變器再把這一直流電能轉換為交流電能，然后接入電網。本文將探討太陽能逆變器設計的最新趨勢。
其中一個重要趨勢是采用更高的功率。現在，峰值發電量超過100kW的太陽能發電廠越來越普遍，而較小規模的發電系統也存在這種趨勢：平均功率從5kWp提高到10kWp。
升壓＋H-橋拓撲是太陽能逆變器極為常用的拓撲之一，是一種兩級非隔離拓撲。其第一級是升壓級，用于把模塊的可變輸出電壓(例如100V – 500V)升高到更大的中間電壓，后者必須大于實際峰值主線電壓(如230V x sqrt(2)，或>325V)。該升壓級還有一個重要作用，就是為了實現效率最大化，太陽能模塊必須運作產生盡可能大的功率，而太陽能模塊的功率 曲線可通過輸出電流乘以輸出電壓數值獲得。功率特性中有一個最大點，被稱為“最大功率點”或MPP，而這精確位置會隨著模塊的類型、溫度和日照陰影等因素而變化。
利用名為“最大功率點跟蹤”或MPPT的軟件技術，輔以定制化算法，逆變器的輸入級便可跟蹤這個最大功率點。[page]
逆變器的第二級把恒定的中間電壓轉換為50Hz的交流電壓，再饋入供電主線。這個輸出與供電主線的相位及頻率同步。這一級由于與供電主線連接，故即便在故障狀態下也必須達到一定的安全標準。除此之外，還有一個與低壓指令 (Low Voltage Directive) 相關的VDE 0126-1-1新草案，該提案要求太陽能逆變器在電能質量下降的情況下也應有源支持主供電網，以盡量降低更具普遍性的停電風險。在現有法規限制之下，是 可以設計一個在停電時能夠實時關斷逆變器，以實現自我保護。不過，當太陽能逆變器變得普及，并在總發電量中占有可觀的份額時，如果一遇上停電便直接關斷連 接的太陽能逆變器的話，是可能造成更大規模的主電網停電的，因為這樣逆變器便會一個接一個關斷，并迅速減少電網中的電能。因此，新的指令草案旨在提高主干 配電網的穩定性和電能質量，而代價僅僅是使逆變器的輸出級稍微復雜一點。
太陽能逆變器必須可靠，以盡量減小維護和停機檢修的成本。這些逆變器還必須具有高效，以盡量增大發電量。太陽能逆變器設計人員還需付出相當的努力，以盡可能地提高效率。
有很多方法能夠提高升壓逆變器的效率。由于升壓逆變器可在連續傳導模式或邊界傳導模式(CCM 或 BCM)下工作，這就衍生出不同的優化方案。在CCM模式中，損耗的一大主因是升壓二極管的反向恢復電流；在這種情況下，一般使用碳化硅二極管或飛兆半導體的Stealth 二極管來解決。太陽能逆變器更常采用的是BCM模式，而盡管對這類功率級通常建議選擇CCM模式，但采用BCM模式的原因在于BCM模式中二極管的正向電 壓要低得多。而且，BCM模式也具有高得多的EMI濾波器和升壓電感紋波電流。這時，良好的高頻電感設計是一解決方案。
采用兩個交錯式升壓級來取代一個升壓級乃一種新方法。這樣一來，流經每個電感和每個開關的電流便能夠減半。另外，采用交錯式技術，一級上的紋波電流 可抵償另一級的紋波電流，因而可在很寬工作輸入范圍上去除輸入紋波電流。如FAN9612交錯式BCM PFC一類的控制完全能夠輕松滿足太陽能升壓級的要求。
逆變器中的升壓開關有兩個選擇：IGBT或 MOSFET。對于需要600V以上額定開關電壓的輸入級，常常會采用1200V IGBT快速開關，如FGL40N120AND。對于額定電壓只需600V/650V的輸入級，則選用MOSFET。
輸出H-橋級的設計人員一直以來都采用600V/650V MOSFET，但因為新的草案規范要求輸出級以四象限工作，于是在這一領域重新點燃了人們對IGBT的興趣。MOSFET雖然內置有體二極管，但相比 IGBT中采用的組合封裝二極管，其開關性能很差。新型的場截止IGBT能夠以10V/ns的速度轉換電壓，較之以往的舊式產品導通損耗大大改善。這種集成式二極管具有出色的軟恢復性能，有助于降低500A/us以上的高di/dt造成的EMI。對于16kHz-25kHz開關，建議采用IGBT，例如飛 兆半導體的 FGH60N60UFD。
太陽能逆變器設計的另一個趨勢是擴大輸入電壓范圍，這會導致相同功率級下輸入電流的減小，或相同輸入電流下功率級的提高。輸入電壓比較高時，需要使用額定電壓更高(1200V范圍內)的IGBT，從而產生更大的損耗。解決這一問題的一個方法是采用三電平逆變器。
采用兩個串聯的電解電容可把高輸入電壓一分為二，將中間點與零線 (neutral line)連接，這時就可以再采用600V開關了。三電平逆變器可在三個電平間進行轉換：+Vbus、0V 和 –Vbus。這方案除了比1200V開關構建的解決方案更有效之外，三電平逆變器還有一個優勢，就是輸出電感大為減小。
對于整功率因數，三電平逆變器的功能可解釋如下。在正半波Q5始終導通期間，Q6 和 Q4一直關斷。Q3 和 D3構成一個降壓轉換器，產生輸出正弦波電壓。如果只需要整功率因數，Q5 和 Q6 可設計為 50Hz開關，采用速度極慢Vce (飽和電壓)極低的IGBT，比如FGH30N60LSD。若需要較低的功率因數，Q5 和 Q6必須工作在開關頻率下一小段時間。Q3 和 Q4的二極管應該是快速軟恢復二極管。Q3 和 Q4可安排為快速恢復MOSFET，比如FGL100N50F ，或者是快速 IGBT，如FGH60N60SFD。
基于上述分析，三電平逆變器拓撲可獲得98%以上的效率，因此可能成為5kWp以上功率級非隔離逆變器的主流結構。
