【導讀】國際電信聯盟(ITU)將433.92 MHz工業、科學和醫學(ISM)頻段分配給1區使用，該區域在地理上由歐洲、非洲、俄羅斯、蒙古和阿拉伯半島組成。盡管最初旨在用于無線電通信之外的應用，但多年來無線技術和標準的進步使得ISM頻段在短距離無線通信系統中頗受歡迎。
國際電信聯盟(ITU)將433.92 MHz工業、科學和醫學(ISM)頻段分配給1區使用，該區域在地理上由歐洲、非洲、俄羅斯、蒙古和阿拉伯半島組成。盡管最初旨在用于無線電通信之外的應用，但多年來無線技術和標準的進步使得ISM頻段在短距離無線通信系統中頗受歡迎。
ITU 1 區的運營商無需為使用433.92 MHz頻段獲得許可，常見應用包括軟件定義無線電、醫療設備和重型機械的工業無線電控制系統。在美國，433.92 MHz頻段由獲得許可的業余無線電臺使用。
任何無線電傳輸應用都需要高增益放大器來驅動天線。根據應用要求，這可以通過一級或多級實現；輸出功率值越高，RF傳輸距離越長。為了實現最佳頻率響應，設計中必須考慮幾個因素，例如適當的阻抗匹配、濾波和熱管理。
圖1所示電路是一個雙級RF放大器模塊，針對工作在433.92 MHz ISM頻段的發射信號鏈進行了優化。在中心頻率，電路產生大約+35.8 dB的增益。RF輸入和輸出端口采用50 Ω阻抗匹配設計，支持電路與標準50 Ω系統之間的直接連接。
圖 1. CN0551 簡化功能框圖
為防止過熱，當達到用戶定義的溫度跳變點時，溫度監視開關電路會禁用RF放大器。當溫度降至滯回設定點以下時，該開關電路也會自動使能放大器。
電路描述
工作在 433.92 MHZ ISM 頻段
CN0551的RF信號首先通過聲表面波(SAW)濾波器，然后通過增益級，這有助于消除不需要的帶外放大。選擇濾波器時，必須在頻帶平坦度和帶外抑制之間取得平衡。SAW濾波器也是一個插入損耗源，它會降低信號鏈的整體增益，選擇時需要仔細考慮。
該參考設計所用的SAW濾波器的典型最大插入損耗為2 dB，端接阻抗為50Ω。
放大器級
CN0551的RF信號路徑中使用兩個放大器級。第一級是 AD8353 RF增益塊放大器，它在433.92 MHz ISM頻段提供19.6 dB（典型值）的固定增益。AD8353的工作頻率范圍為1 MHz至2.7 GHz，在整個頻率范圍內的回波損耗大于10 dB。
AD8353的RF引腳內部匹配50 Ω，因此它能直接集成到標準RF信號路徑中，而無需外部匹配網絡。如圖2所示，只需要RF引腳上有隔直電容且電源引腳上有旁路電容，AD8353便能正常工作。表1列出了這些電容的推薦值。
圖 2. AD8353 連接圖
表 1. AD8353 電容值
ADL5324 RF驅動放大器用作設計的第二級。該器件的工作頻率范圍為400 MHz至4 GHz，典型增益為18.2 dB，典型噪聲系數為6.8 dB，從433.05 MHz到434.79 MHz的典型輸出三階交調截點(OIP3)為38.4 dBm。
只需通過RF扼流圈向RFOUT引腳施加+5 V電壓，即可設置ADL5324的偏置點。建議使用120 nH的電感，因為這也會為433.92 MHz ISM頻段提供一定的輸出匹配。為了濾除電源線上的RF信號和高頻噪聲，ADL5324的輸出級偏置需要三個解耦電容。圖3顯示了RF輸出級上偏置電感和電容的正確配置。
圖 3. ADL5324 直流偏置電感和電容
ADL5324 的阻抗匹配
為實現最優性能，ADL5324需要外部匹配網絡，以便針對所需頻段調諧阻抗。輸入匹配網絡包括電感(LIN)和電阻(RIN)，其與RFIN引腳和分流電容(CIN)串聯放置。同樣，輸出匹配網絡也使用串聯電感(LOUT)和分流電容(COUT)。RFIN和RFOUT引腳也需要外部隔直電容。圖4展示了ADL5324的完整阻抗匹配網絡。
圖 4. ADL5324 外部匹配網絡
對于ADL5324數據手冊中列出的420 MHz至494 MHz調諧頻帶，CN0551參考設計使用類似的元件值。推薦值請參閱表2。
表 2. ADL5324 外部阻抗匹配網絡元件值
這些元件的正確布局對于匹配也很重要。因此，CN0551遵循ADL5324數據手冊中針對420 MHz至433.92 MHz調諧頻帶的推薦值。
這些值是從元件中心測量到放大器的邊緣。
RF性能
CN0551產生的S參數、相位噪聲測量結果和穩定性指標如圖5、圖6和圖7所示。
圖 5. S 參數與頻率的關系
圖 6. 相位噪聲與頻率偏移的關系（433.92 MHz 輸入）
圖 7. 穩定性測量與頻率的關系
在433.92 MHz的中心頻率，CN0551實現了35.8 dB的增益。該系統的相位噪聲很低，在10 kHz和100 kHz的頻率偏移時，相位噪聲值約為-145 dBc/Hz；在1 MHz的頻率偏移時，相位噪聲值為-130 dBc/Hz。當頻率偏移高于1 MHz時，相位噪聲值保持在-130 dBc/Hz以下。
系統在整個433.92 MHz ISM頻段保持穩定，Rollet穩定性因子(k)高于1，輔助穩定性指標(B1)高于0。
圖8顯示了CN0551的輸出功率(POUT)與輸入功率(PIN)的關系圖。使用CN0551上安裝的默認SAW濾波器，-3 dBm輸入產生最大? W的輸出功率。絕對最大輸入功率為+10 dBm。不建議在高于此輸入電平的情況下操作電路，以免造成損壞。
圖 8. POUT與 PIN的關系（433.92 MHz 輸入）
過溫管理
CN0551上實現了過溫管理特性，當電路板溫度達到預設閾值時，放大器電路會自動禁用。一旦溫度降至滯回設定點以下，CN0551放大器就會自動使能。該特性通過 ADT6401 溫度開關的開漏輸出(TOVER/TUNDER)實現，它會監視ADL5324附近的溫度并將其與引腳可編程跳變點進行比較。
引腳S0、S1和S2的狀態選擇ADT6401的溫度跳變點和滯回。表3列出了CN0551上可用的溫度跳變點和滯回設置。
表 3. 選擇 ADT6401 跳變點和滯回
默認情況下，CN0551參考設計使用+95 °C跳變點和+10 °C滯回設置。
ADL5324沒有可由ADT6401輸出直接控制的內部關斷特性，因此該功能必須通過開關電路在外部實現。在CN0551中，這是通過 ADG901 RF開關和 ADP196 功率開關完成的，這兩個開關可以斷開ADL5324的RF輸入和直流偏置。利用ADT6401輸出可以同時接通或斷開這兩個器件，如圖9所示。對于ADG901，使用一個1:1電阻分壓器來滿足CTRL引腳的2.5 V電平要求。
圖 9. CN0551 過溫管理電路
為了獲得最佳性能，必須使ADT6401的GND引腳和熱源的GND引腳的熱阻最小。因此，將ADT6401盡可能靠近ADL5324放置很重要。
布局考量
功率放大器在使用時會產生大量熱量；因此，必須特別注意散熱。為了解決功耗問題，EVAL-CN0551-EBZ使用3層厚的接地層，并在ADL5324周圍和下方布置了多個熱通孔。
使用熱像儀觀察EVAL-CN0551-EBZ可以發現，在RF輸入為-10 dBm的情況下，ADL5324周圍的峰值電路板溫度約為46°C，如圖10所示。將布局中的散熱技術與過熱監控電路相結合，可防止ADL5324達到其最高結溫。
圖 10. CN0551 熱性能（RF 輸入功率 = -10 dBm）
USB 電源管理
CN0551 通 過 micro-USB 端口獲得電源，并由 LTM4693 μModule調節至+5 V。這款超薄、獨立的 降壓-升壓DC/DC轉換器簡化了穩壓器電路設計，因為它已經包括了開關模式控制器和用于低噪聲放大器電源的功率器件。CN0551中的+5 V器件在正常工作期間消耗大約175 mA電流，這主要由ADL5324和 AD8353消耗。兩個放大器級在較高溫度下還會消耗額外的電源電流（如其各自的數據手冊所述）。憑借2A的最大連續輸出電流，LTM4693足以滿足CN0551的電流要求。
LTM4693正常運行只需要幾個旁路電容、一個反饋電阻和一個RC補償電路。如圖11所示，CN0551遵循LTM4693數據手冊中針對旁路電容和RC補償電路的推薦值。SS和MODE/SYNC引腳連接到CN0551上的VIN，將器件配置為低噪聲、恒定頻率脈寬調制(PWM)工作模式，默認軟啟動周期為2 ms。
圖 11. LTM4693 連接圖
LTM4693的輸出電壓由VOUT+和FB引腳之間連接的外部反饋電阻(RFB)設置；其值通過式1計算。
其中：VOUT 是所需輸出電壓，單位為V。RFB 是反饋電阻，單位為kΩ。
對于所需的+5 V輸出電壓，該公式得出RFB值為15.1 kΩ。這在設計中實現為15 kΩ電阻。
默認情況下，LTM4693的開關頻率為1 MHz。然而，在FREQ引腳和GND上連接一個外部電阻(RT)可以提高此頻率；其值通過式2計算。
其中：fSW 是所需的開關頻率，單位為MHz。RT 是外部電阻，單位為kΩ。
使用更高開關頻率會降低電源效率，但這也會降低輸出電壓紋波，從而為放大器提供更穩定的電源電壓。如圖12所示，更高頻率還有助于減少近載波相位噪聲。對于CN0551，開關頻率設置為2 MHz；使用此值和式2得出RT為110 kΩ。
圖 12. LTM4693 不同開關頻率（1 MHz 和 2 MHz）下CN0551 的相位噪聲
ADM7160 低壓差(LDO)穩壓器產生ADG901 RF開關所需的+2.5 V電源電壓。該器件具有2.3 V至6.5 V的輸入電壓范圍和一個固定輸出電壓，可提供最大200 mA電流。
為確保LDO的穩定性，必須使用有效電容(CEFF)大于0.7 μF的優質電容（例如X5R或X7R）。這還需要考慮溫度和直流偏置效應。式3可用于根據所選電容的規格來計算CEFF。
其中：CEFF 是最壞情況下的電容，單位為μF。CBIAS 是工作電壓下的有效電容，單位為μF。TEMPCO是最壞情況下的電容溫度系數。TOL是最壞情況下的電容容差。
在CN0551中，配合ADM7160使用的電容的額定電容值為4.7 μF，最壞情況溫度系數為0.15，最壞情況容差為0.20。根據電容與偏置電壓的關系圖，輸入旁路電容（+5 V偏置）和輸出旁路電容（+2.5 V）的有效電容分別約為2.13 μF和3.60 μF。在式3中使用這些值可得出1.45 μF和2.45 μF的最壞情況電容值，二者均高于0.7 μF的最低要求。
常見變化
如果不需要0.5 W的功率水平，可以改用 ADL5320 作為 433.92 MHz ISM頻段的驅動放大器。與ADL5324相比，該器件提供略高的增益和較低的噪聲系數，但代價是OIP3更低。ADL5320的飽和輸出電平僅為250 mW左右。
ADT6402 也可用作溫度開關；該器件與ADT6401引腳兼容，并具有與后者相同的規格，但輸出為低電平有效。使用ADT6402時需要一個反相緩沖器。
ADI公司還提供類似的用于在915 MHz和2.45 GHz ISM頻段中進行傳輸的放大器設計。欲了解更多信息，請參閱參考設計CN0522《USB供電、915 MHz ISM無線電頻段、具有過溫管理功能的1 W功率放大器》CN0522 和 參考設計CN0417《USB Powered 2.4 GHz RF Power Amplifier》 電路筆記。
電路評估與測試
本節介紹用于測試CN0551的S參數和相位噪聲的設置和步驟。如需完整的詳細信息，請參閱EVAL-CN0551-EBZ用戶指南。
設備要求
以下設備用于開展測試：
⊙ CN0551 電路評估板(EVAL-CN0551-EBZ)
⊙ Keysight E5061B 矢量網絡分析儀
⊙ Rohde & Schwarz SMA100A 信號發生器
⊙ Rohde & Schwarz FSUP 信號分析儀
⊙ 20 dB 衰減器（選配），用于信號分析儀的輸入保護
⊙ 5 V；≥0.5 A 交流/直流電源適配器，帶 microUSB電纜
⊙ SMA 電纜
設置和測試
圖13顯示了CN0551與矢量網絡分析儀的正確端口連接。要測量S參數，請遵循以下程序：
⊙ 配置矢量網絡分析儀的掃描范圍和頻率步長。起始和停止頻率應分別設置為 433 MHz 至 435 MHz。掃描的頻率步長應設置為 10 kHz。
⊙ 使用校準套件對矢量網絡分析儀執行完整的2端口校準。請注意，EVAL-CN0551-EBZ 的 RF輸入可以直接連到測試端口，因此測試設置僅需要一根測量電纜。
⊙ 使用 5 V 電源適配器和 micro USB 電纜為EVAL-CN0551-EBZ 供電。
⊙ 使用校準的測試設置將 EVAL-CN0551-EBZ 連接在矢量網絡分析儀的測試端口上。
⊙ 設置網絡分析儀以顯示各個 S 參數的跡線。
在矢量網絡分析儀上執行自動縮放功能。如果需要，隨后可調整比例。
圖 13. S 參數測量設置
圖14顯示了執行相位噪聲測試時CN0551與信號源分析儀和信號發生器的正確連接。要測量相位噪聲，請遵循以下程序：
⊙ 設置信號源分析儀測量相位噪聲并配置其測量范圍。起始和停止偏移應分別設置為 1 kHz 和30 MHz。
⊙ 將信號發生器的輸出設置為 433.92 MHz 的頻率和-10 dBm 的電平。
⊙ 如果設備可以處理放大器輸出（-10 dBm 輸入時約為 25.85 dBm），請參考信號源分析儀數據手冊上的最大輸入電平。如有必要，將衰減器連接到信號源分析儀的輸入。
⊙ 使用 5 V 電源適配器和 micro USB 電纜為EVAL-CN0551-EBZ 供電。
⊙ 將信號發生器輸出連接到 EVAL-CN0551-EBZ的 RF 輸入。
⊙ 將 EVAL-CN0551-EBZ 的 RF 輸出連接到信號源分析儀。
⊙ 在信號源分析儀上啟動新的測量運行
圖 14. 相位噪聲測量設
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