中心論題：
- 實踐中一般采用Uce監(jiān)測技術來對IGBT進行保護
- 介紹短路保護的基本工作原理及電路的具體設計
- 經(jīng)仿真及實驗結果表明該檢測電路可以對IGBT實施有效的短路保護
解決方案：
- 在設計采樣電路時要充分考慮IGBT的開關頻率比高引起的開關噪聲
- 采用工作在PWM整流狀態(tài)的H型橋式PWM變換電路實現(xiàn)IGBT的短路保護
固態(tài)電源的基本任務是安全、可靠地為負載提供所需的電能。對電子設備而言,電源是其核心部件。負載除要求電源能供應高質(zhì)量的輸出電壓外,還對供電系統(tǒng)的可靠性等提出更高的要求。
IGBT是一種目前被廣泛使用的具有自關斷能力的器件, 開關頻率高, 廣泛應用于各類固態(tài)電源中。但如果控制不當,它很容易損壞。一般認為IGBT損壞的主要原因有兩種:一是IGBT退出飽和區(qū)而進入了放大區(qū), 使得開關損耗增大;二是IGBT發(fā)生短路,產(chǎn)生很大的瞬態(tài)電流,從而使IGBT損壞。IGBT的保護通常采用快速自保護的辦法, 即當故障發(fā)生時,關斷IGBT驅動電路,在驅動電路中實現(xiàn)退飽和保護;或者當發(fā)生短路時,快速地關斷IGBT。根據(jù)監(jiān)測對象的不同, IGBT的短路保護可分為Uge監(jiān)測法或Uce監(jiān)測法, 二者原理基本相似, 都是利用集電極電流IC升高時Uge或Uce也會升高這一現(xiàn)象。當Uge或Uce超過Uge(sat)或Uce(sat)時,就自動關斷IGBT的驅動電路。由于Uge在發(fā)生故障時基本不變,而Uce的變化較大, 并且當退飽和發(fā)生時, Uge變化也小, 難以掌握, 因而在實踐中一般采用Uce監(jiān)測技術來對IGBT進行保護。本文研究的IGBT保護電路,是通過對IGBT導通時的管壓降Uce進行監(jiān)測來實現(xiàn)對IGBT的保護。
采用本文介紹的IGBT短路保護電路可以實現(xiàn)快速保護,同時又可以節(jié)省檢測短路電流所需的霍爾電流傳感器,降低整個系統(tǒng)的成本。實踐證明,該電路有比較大的實用價值,尤其是在低直流母線電壓的應用場合,該電路有廣闊的應用前景。該電路已經(jīng)成功地應用在某型高頻逆變器中。
短路保護的工作原理
圖1(a)所示為工作在PWM整流狀態(tài)的H型橋式PWM變換電路(此圖為正弦波正半波輸入下的等效電路,上半橋的兩只IGBT未畫出),圖1(b)為下半橋兩只大功率器件的驅動信號和相關的器件波形。現(xiàn)以正半波工作過程為例進行分析(對于三相PWM電路,在整流、逆變工作狀態(tài)或單相DC/DC工作狀態(tài)下,PWM電路的分析過程及結論基本類似)。
在圖1所示的電路中,在市電電源Us的正半周期,將Ug2,4所示的高頻驅動信號加在下半橋兩只IGBT的柵極上,得到管壓降波形UT2,D。其工作過程分析如下:在t1～t2時刻,受驅動信號的作用, T2、T4導通(實際上是T2導通,D4處于續(xù)流狀態(tài)),在Us的作用下通過電感LS的電流增加,在T2管上形成如圖1(b)中UT2,D所示的按指數(shù)規(guī)律上升的管壓降波形,該管壓降是通態(tài)電流在IGBT導通時的體電阻上產(chǎn)生的壓降;在t2～t3時刻,T2、T4關斷,由于電感LS中有儲能,因此在電感LS的作用下,二極管D2、D4續(xù)流,形成圖1(b)中UT2, D的陰影部分所示的管壓降波形,以此類推。分析表明,為了能夠檢測到IGBT導通時的管壓降的值,應該將在t1～t2時刻IGBT導通時的管壓降保留,而將在t2~t3時刻檢測到的IGBT的管壓降的值剔除,即將圖1(b)中UT2, D的陰影部分所示的管壓降波形剔除。由于IGBT的開關頻率比較高,而且存在較大的開關噪聲,因此在設計采樣電路時應給予足夠的考慮。
根據(jù)以上的分析可知,在正常情況下,IGBT導通時的管壓降Uce(sat)的值都比較低,通常都小于器件手冊給出的數(shù)據(jù)Uce(sat)的額定值。但是,如果H型橋式變換電路發(fā)生故障(如同一側橋臂上的上下兩只IGBT同時導通的 “直通”現(xiàn)象),則這時在下管IGBT的C～E極兩端將會產(chǎn)生比正常值大很多的管電壓。若能將此故障時的管壓降值快速地檢測出來,就可以作為對IGBT進行保護的依據(jù),從而對IGBT實施有效的保護。
短路保護電路的設計
由對圖1所示電路的分析,可以得到IGBT短路保護電路的原理電路圖,如圖2所示。在圖2所示電路中, IC4及其外圍器件構成選通邏輯電路,由IC5及其外圍器件構成濾波及放大電路,IC2及其外圍器件構成門限比較電路,IC1及其外圍器件構成保持電路。正常情況下,D1、D2、D3的陰極所連接的IC2D、IC2C及CD4011的輸出均為高電平,IC1的輸出狀態(tài)不會改變。假設由于某種原因,在給T2發(fā)驅動信號的時候,H型橋式PWM變換電路的左半橋下管T2的管壓降異常升高(設電平值為“高”),即T2-d端電壓異常升高,則該高電平UT2-d通過R2加在D8的陰極;同時,發(fā)給T2的高電平驅動信號也加在二極管D5的陰極。對IC2C來說,其反相輸入端為高電平,若該電平值大于同相輸入端的門檻電平值的話,則IC2C輸出為“低”。該“低”電平通過D2加在R-S觸發(fā)器IC1的R輸入端,使其輸出端Q的輸出電平翻轉,向控制系統(tǒng)發(fā)出IGBT故障報警信號。如果是由于右半橋下管T4的管壓降異常升高而引起IC2D輸出為“低”,則該“低”電平通過D1加在R-S觸發(fā)器IC1的R輸入端,使其輸出端Q的輸出電平翻轉,向控制系統(tǒng)發(fā)出IGBT故障報警信號。由IC5A和IC5C及其外圍器件構成的濾波及放大電路將選通電路送來的描述IGBT管壓降的電壓信號進行預處理后,送給由IC5B構成的加法器進行運算處理。若加法器的輸出電平大于由R22和R32確定的門檻電平,則會使R-S觸發(fā)器IC1的R端的第三個輸入端為“低”,也向控制系統(tǒng)發(fā)出IGBT故障報警信號。改變由R22和R32確定的門檻電平,就可以靈活地改變這第三路報警信號所代表的物理意義,從而靈活地設計保護電路。圖2中的端子T4-d、T2-d,分別接在T4、T2的集電極上,T4-G、T2-G分別接IGBT器件T4、T2的驅動信號。在電路設計時應該特別注意的是,D8、D5、D9、D4必須采用快速恢復二極管。
仿真及實驗結果
當圖1所示的PWM變換器工作在單相高頻整流模式下,應用PSPICE仿真軟件對圖2所示的電路進行仿真研究,可以得到如圖3所示的結果。圖3所示的仿真波形相當于在圖2電路中IC5B的第7腳觀察到的信號波形。仿真結果表明,檢測電路可以快速、有效地將PWM變換器的下管導通時的管壓降檢測出來。圖4所示波形是實際電路工作時檢測到的相關波形。圖中,1#通道顯示的是單相高頻整流電感電流的給定波形,2#通道顯示的是實際檢測到的圖2電路中IC5B的第7腳的工作波形。比較圖3和圖4可以得出,該檢測電路可以快速、有效地檢測出IGBT導通時的管壓降,從而對IGBT實施有效的保護。
圖5所示為IGBT過流時實際檢測到的PFC電感中流過的電流及保護電路動作的波形。
電路實際運行結果證明,本文介紹的IGBT短路保護電路可以有效地對IGBT實施保護,成本低,動作可靠。實踐證明,該電路有比較大的實用價值,尤其是在低直流母線電壓的應用場合,該電路有廣闊的應用前景。該電路已經(jīng)成功地應用在某型3KVA高頻逆變器中。
