【導(dǎo)讀】您有沒有檢查過網(wǎng)絡(luò)上有多少條關(guān)于“ADC緩沖器設(shè)計(jì)”的內(nèi)容？答案是超過400萬條，在如此多的參考文獻(xiàn)中很難找到我們需要的內(nèi)容。對于大多數(shù)模擬和混合信號數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師來說，這可能不是很意外，因?yàn)樵O(shè)計(jì)無緩沖模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的外部前端需要有耐心和大量建議。
簡介
您有沒有檢查過網(wǎng)絡(luò)上有多少條關(guān)于“ADC緩沖器設(shè)計(jì)”的內(nèi)容？答案是超過400萬條，在如此多的參考文獻(xiàn)中很難找到我們需要的內(nèi)容。對于大多數(shù)模擬和混合信號數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師來說，這可能不是很意外，因?yàn)樵O(shè)計(jì)無緩沖模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的外部前端需要有耐心和大量建議。它常常被視為一種藝術(shù)形式，是經(jīng)過多年摸索掌握其竅門的古怪大師的保留地。對于沒有經(jīng)驗(yàn)的人來說，這是一個(gè)令人沮喪的反復(fù)嘗試過程。大多數(shù)時(shí)候，由于相互關(guān)聯(lián)的規(guī)格要求很多，迫使設(shè)計(jì)人員不得不進(jìn)行很多權(quán)衡（和評估）才能達(dá)到最佳效果。
挑戰(zhàn)
放大器級的設(shè)計(jì)由兩個(gè)彼此相關(guān)的不同級組成，因此問題變得難以在數(shù)學(xué)上建模，特別是因?yàn)橛蟹蔷€性因素與這兩級相關(guān)。第一步是選擇用來緩沖傳感器輸出并驅(qū)動ADC輸入的放大器。第二步是設(shè)計(jì)一個(gè)低通濾波器以降低輸入帶寬，從而最大限度地減少帶外噪聲。
理想的放大器是提供剛剛好的帶寬以正確緩沖傳感器或變送器產(chǎn)生的信號，而不會增加額外噪聲，并且功耗為零，但實(shí)際放大器與此相距甚遠(yuǎn)。在大多數(shù)情況下，放大器規(guī)格將決定整體系統(tǒng)性能，尤其是在噪聲、失真和功耗方面。為了更好地弄清楚問題，第一步是了解離散時(shí)間ADC的工作原理。
離散時(shí)間ADC獲得連續(xù)時(shí)間模擬信號的樣本，然后將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字碼。當(dāng)信號被采樣時(shí)，根據(jù)模擬轉(zhuǎn)換器的類型，同一固有問題有兩種不同的情況。
SAR ADC集成一個(gè)采樣保持器，其基本上由一個(gè)開關(guān)和一個(gè)電容組成，作用是保持模擬信號直到轉(zhuǎn)換完成，如圖1所示。
圖1.采樣保持電路圖
離散時(shí)間Σ-Δ ADC或過采樣轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)了類似的輸入級，即具有一定內(nèi)部電容的輸入開關(guān)。Σ-Δ ADC的采樣機(jī)制略有不同，但采樣輸入架構(gòu)類似，使用開關(guān)和電容來保持模擬輸入信號的副本。
在這兩種情況下，開關(guān)都是用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，閉合時(shí)電阻為非零值，通常為幾歐姆。此串聯(lián)電阻與采樣電容（pF級）的組合，意味著ADC輸入帶寬常常非常大，在許多情況下要遠(yuǎn)大于ADC采樣頻率。
帶寬問題
對轉(zhuǎn)換器來說，輸入信號帶寬是一個(gè)問題。在采樣理論中，我們知道高于奈奎斯特頻率（ADC采樣頻率的一半）的頻率信號應(yīng)被移除，否則這些頻率信號將在目標(biāo)頻帶中產(chǎn)生鏡像或混疊。通常，噪聲頻譜中有相當(dāng)一部分功率存在于ADC奈奎斯特頻率以上的頻帶中。如果不處理這種噪聲，它將混疊到奈奎斯特頻率以下，增加本底噪聲（如圖2所示），使系統(tǒng)的動態(tài)范圍明顯降低。
圖2.奈奎斯特折疊鏡像
ADC輸入信號帶寬，以及緩沖器輸出帶寬，是第一個(gè)要解決的問題。為確保噪聲不會向下混疊，必須限制ADC輸入信號的帶寬。這不是一個(gè)小問題。
通常，放大器的選擇是基于大信號帶寬（即壓擺率）和增益帶寬積的規(guī)格，以便應(yīng)對輸入信號的極端情況，這決定了ADC可以跟蹤的最快變化的信號。
然而，放大器的有效噪聲帶寬等于小信號帶寬（通常針對小于10 mV p-p的信號而考慮），這常常比大信號帶寬高出至少四到五倍。
換句話說，如果大信號規(guī)格是針對500 kHz而選擇，那么小信號帶寬很容易就能達(dá)到2 MHz或3 MHz，這可能會導(dǎo)致ADC采集到大量噪聲。因此，在將模擬信號輸入ADC之前，應(yīng)在外部限制小信號帶寬，否則測得的噪聲將是ADC數(shù)據(jù)手冊規(guī)格的三到四倍。
圖3.同相放大器配置
表1.放大器折合到輸出端的噪聲，RTO
記住，放大器產(chǎn)生的熱噪聲取決于放大器增益和總系統(tǒng)帶寬。電路示例如圖3所示，噪聲源總結(jié)在表1中，其中：
T為溫度（單位為K），
k為玻爾茲曼常數(shù)(1.38 × 10−23 J/K)，
電阻值單位為Ω，
BW指小信號帶寬。
以上公式表明，在ADC輸入引腳之前增加一個(gè)具有足夠衰減性能的低通濾波器以使采樣噪聲最小是很重要的，因?yàn)樵肼暸c帶寬的平方根成比例。通常，采用分立電阻和電容實(shí)現(xiàn)截止頻率足夠低的一階低通濾波器可消除大部分寬帶噪聲。一階低通濾波器還有一個(gè)額外的好處，即降低目標(biāo)頻帶之外的任何其他較大信號的幅度，防止其被ADC采樣而可能產(chǎn)生混疊。
但是，這還沒完。ADC內(nèi)部開關(guān)電阻和電容定義了模擬輸入帶寬，但由于輸入信號的變化，會產(chǎn)生時(shí)域充放電循環(huán)。每次開關(guān)（連接到采樣ADC電容的外部電路）閉合時(shí)，內(nèi)部電容電壓可能與先前儲存在采樣電容上的電壓不同。
何為反沖問題？
下面是一個(gè)經(jīng)典的模擬問題：“若有兩個(gè)并聯(lián)電容連接到一個(gè)開關(guān)，開關(guān)斷開時(shí)，一個(gè)電容儲存了一些能量，那么當(dāng)開關(guān)閉合時(shí)，兩個(gè)電容會發(fā)生什么？”
答案取決于充電電容儲存的能量和電容之間的比率。例如，如果兩個(gè)電容具有相同的值，則能量將在它們之間均分，電容端子間測得的電壓將減半，如圖4所示。
圖4.充電（左）和未充電（右）的電容
這就是反沖問題。
一些ADC會執(zhí)行內(nèi)部校準(zhǔn)以補(bǔ)償內(nèi)部誤差，這稱為自穩(wěn)零校準(zhǔn)。這些程序會使采樣電容電壓接近供電軌或另一電壓，例如基準(zhǔn)電壓的一半。
這意味著放大器緩沖的外部信號和采樣電容（其必須保存模擬值以便獲取新樣本）常常不是處于相同的電位（電壓）。因此，采樣電容必須充電或放電，以使其與緩沖器輸出具有相同的電位。此過程所需的能量將來自外部電容（低通RC濾波器中的電容）和外部緩沖器。這種電荷再分配和電壓的建立將需要一定的時(shí)間，在此期間電路中各點(diǎn)處的電壓將受到干擾，如圖1所示。再分配的電荷量可能很大，相當(dāng)于電流流入或流出放大器并流入電容。
結(jié)果是放大器應(yīng)當(dāng)能夠在非常有限的時(shí)間內(nèi)對低通濾波器的外部電容和ADC的采樣電容進(jìn)行充電/放電，低通濾波電阻則會用作限流器。
更具體地說，放大器應(yīng)當(dāng)能夠在給定誤差范圍內(nèi)從采樣電容和外部源對電容充電/放電。外部低通濾波器的截止頻率應(yīng)該比目標(biāo)頻帶略高一點(diǎn)，由濾波器的時(shí)間常數(shù)、ADC的位數(shù)以及樣本之間的最差情況轉(zhuǎn)換（即我們應(yīng)當(dāng)能夠準(zhǔn)確測量的最差輸入階躍）來定義。
如何解決反沖問題？
解決該問題的較簡單方法是選擇具有足夠壓擺率、帶寬增益積、開環(huán)增益和CMRR的放大器，并將您在市場上能夠找到的最大電容放在輸出端，而電阻足夠小，以滿足低通濾波器帶寬要求。
由于電容非常大，反沖問題將可以忽略不計(jì)，帶寬受低通濾波器限制，所以問題得以解決，對嗎？
很遺憾，上面的解決方案不會奏效，但如果您很好奇，想嘗試上述解決方案，那么您會發(fā)現(xiàn)兩點(diǎn)：電容將像煉乳容器那么大，放大器不喜歡輸出端有虛部阻抗。
放大器的性能取決于放大器看到的虛部阻抗。在這種情況下，低通濾波器的缺點(diǎn)是THD和建立時(shí)間性能降低。建立時(shí)間的增加將導(dǎo)致放大器無法對電容充電，使得ADC采樣的電壓不是正確的最終電壓。這將加劇ADC輸出的非線性。
為了更好地闡述上面的觀點(diǎn)，圖5顯示了放大器驅(qū)動不同阻性負(fù)載的性能差異。圖6顯示了容性負(fù)載引起的小信號過沖，這會影響建立時(shí)間和線性度。
圖5.AD4896-2 THD性能與負(fù)載的關(guān)系
圖6.ADA4896-2的小信號傳輸響應(yīng)與負(fù)載的關(guān)系
為了最大限度地解決這個(gè)問題，放大器輸出應(yīng)通過低通濾波器的串聯(lián)電阻與外部電容隔離。
電阻應(yīng)足夠大，以保證緩沖器不會看到虛部阻抗，但又足夠小，以滿足所需的輸入系統(tǒng)帶寬，并使緩沖器流出的電流在電阻上引起的IR壓降最小（放大器可能無法足夠快地使這種電壓降穩(wěn)定下來）。同時(shí)，電阻應(yīng)支持外部電容減小到足夠小的值，以最小化反沖而不影響建立時(shí)間。
您可以在這里找到更多信息。
幸運(yùn)的是，有一些工具可以讓我們預(yù)測ADC、放大器和濾波器的組合性能，比如說精密ADC驅(qū)動器工具。
此工具可以對反沖、噪聲和失真性能進(jìn)行仿真，如圖7所示。
圖7.精密ADC驅(qū)動器工具的各種仿真
低通濾波器的經(jīng)驗(yàn)法則
通常，一階低通濾波器出現(xiàn)在許多建議中，但為什么沒有人使用更高階濾波器？除非應(yīng)用明確要求消除輸入信號中較大的帶外干擾或諧波，否則增加濾波器階數(shù)將給系統(tǒng)帶來額外的復(fù)雜性。一般來說，折衷方案是讓小信號帶寬略高于需求，這會影響噪聲，但好處是能夠輕松驅(qū)動ADC輸入級，并能降低功耗和成本。
減輕負(fù)擔(dān)
我們之前提到，放大器不喜歡虛部阻抗和/或提供大電流，但這不可避免，因?yàn)樘摬孔杩故请娙輲淼?，而電容能解決反沖問題。
改善這種情況的唯一辦法是減少反沖。這種解決方案已被最新的ADI轉(zhuǎn)換器采用，例如AD7768和AD4000。
由于轉(zhuǎn)換器架構(gòu)不同，每種器件采用的解決方案也不同。AD4000 SAR ADC可在低于模擬輸入范圍的電源下工作。采用的解決方案稱為高阻模式，僅適用于100 kHz以下的采樣頻率。
在AD7768中，電源等于或高于模擬輸入范圍。AD7768采用的解決方案稱為預(yù)充電緩沖器，與高阻模式相反，其工作頻率最高可達(dá)ADC最大采樣頻率。
兩種解決方案均基于相同的工作原理，驅(qū)動ADC的主要困難是電容電荷再分配。換句話說，當(dāng)內(nèi)部開關(guān)重新連接采樣電容時(shí)，輸入緩沖器和低通濾波器看到的電壓降越低，電壓反沖就越小，ADC輸入電流相應(yīng)減小。因此，驅(qū)動ADC就越容易，建立時(shí)間也越短。濾波器電阻上的壓降降低，故交流性能得到提升。
圖8顯示了預(yù)充電緩沖器和高阻模式使能與禁用情況對輸入電流的影響。
圖8.輸入電流
輸入電流越高，放大器帶寬也應(yīng)越高（即越快）。因此，輸入低通濾波器帶寬應(yīng)該越高，這會影響噪聲。
例如，對于以1 MSPS采樣的1 kHz輸入信號，使用SINAD來評估性能。在不同的濾波器截止頻率下，我們得到如圖9所示的結(jié)果。
圖9.使用和不使用高阻模式兩種情況下AD4003 SINAD與輸入帶寬的關(guān)系
上圖顯示，相比于完全相同的配置但高阻模式關(guān)閉，低輸入電流（高阻模式開啟）降低了濾波器截止頻率要求和濾波器電阻的IR壓降，提升了ADC性能。
從圖9可以觀察到，通過提高輸入濾波器截止頻率，外部放大器可以更快地對采樣電容充電/放電，但代價(jià)是噪聲會提高。例如，在高阻模式開啟時(shí)，500 kHz時(shí)的采樣噪聲小于1.3 MHz時(shí)的采樣噪聲。因此，SINAD在500 kHZ輸入帶寬時(shí)更好。此外，低通濾波器所需的電容會減小，有助于提高放大器驅(qū)動器的性能。
電路設(shè)計(jì)優(yōu)勢
ADI公司最新ADC中實(shí)現(xiàn)的這些更易于驅(qū)動或減輕負(fù)擔(dān)的特性，對整個(gè)信號鏈都有一些重大影響。ADC設(shè)計(jì)人員將一些驅(qū)動問題引入ADC芯片本身的關(guān)鍵優(yōu)勢，在于該解決方案可以設(shè)計(jì)為盡可能高效地滿足ADC的信號要求，從而解決一些問題，包括輸入帶寬和放大器穩(wěn)定性。
減小流入ADC輸入端的電流，從而減少反沖，意味著放大器要處理的電壓階躍較低，但仍然具有與標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)電容輸入相同的完整采樣周期。
減小給定時(shí)間內(nèi)要建立的階躍電壓，與使用較長時(shí)間來建立較大階躍意義相同。凈效應(yīng)是放大器現(xiàn)在不需要如此寬的帶寬來將輸入充分建立到同一最終值。帶寬減小通常意味著放大器功耗更低。
看待這種情況還有一種方式：想象一下，通常認(rèn)為沒有足夠帶寬來使給定ADC輸入建立的放大器，現(xiàn)在能夠在使能預(yù)充電緩沖器的情況下實(shí)現(xiàn)充分建立。
ADI應(yīng)用筆記AN-1384介紹了一系列放大器在三種功耗模式下與AD7768配合使用時(shí)可實(shí)現(xiàn)的性能。此文檔介紹的放大器之一是ADA4500-2，當(dāng)不使用預(yù)充電緩沖器時(shí)，它難以在中功率模式下使AD7768的輸入建立(THD > -96 dB)。但是，當(dāng)使能預(yù)充電緩沖器時(shí)，性能顯著提升到優(yōu)于-110 dB THD。
ADA4500-2是一款10 MHz帶寬放大器，在給定模式下使AD7768建立所需的帶寬約為12 MHz，我們看到，易驅(qū)動特性現(xiàn)在支持使用這種較低帶寬放大器。因此，這些特性不僅使得前端緩沖電路的設(shè)計(jì)更加容易，而且還允許更自由地選擇元器件以保持在系統(tǒng)功耗或熱限值范圍內(nèi)。
流入ADC模擬輸入引腳的電流減小的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)，是現(xiàn)在流過串聯(lián)電阻（其用作輸入RC網(wǎng)絡(luò)的一部分）的電流減小。
對于傳統(tǒng)ADC輸入，相對較大的電流意味著只能使用小值電阻，否則會在該電阻上產(chǎn)生很大電壓降。這里的大壓降可能導(dǎo)致ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果中出現(xiàn)增益誤差或線性誤差。
然而，使用較小電阻值也有挑戰(zhàn)。使用較小電阻實(shí)現(xiàn)相同的RC帶寬意味著要使用更大電容。但是，這種
使用易驅(qū)動特性時(shí)遇到的電流減小情況，意味著可以使用較大值電阻而不會影響性能，并能確保系統(tǒng)穩(wěn)定。
電路性能優(yōu)勢
考慮上文所述的電路設(shè)計(jì)優(yōu)勢，很明顯，使用這些特性還能獲得性能優(yōu)勢或進(jìn)一步改善性能的機(jī)會。
已經(jīng)提到的優(yōu)勢，即能夠利用較低帶寬放大器實(shí)現(xiàn)更好的性能，也可以用于擴(kuò)展更優(yōu)化系統(tǒng)的性能。例如，即便是已充分建立的輸入信號，當(dāng)最終建立發(fā)生時(shí)，輸入之間仍可能存在一些不匹配。因此，使能預(yù)充電緩沖器之類的特性將意味著這種最終建立會小得多，故而能夠?qū)崿F(xiàn)最高水平的THD，而以前這是不可能的。
流過RC網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)電阻的電流減小也有利于性能。此外，不僅輸入電流顯著降低，而且它幾乎不依賴于輸入電壓。THD也能得到改善，因?yàn)檩斎雽ι想娮璧娜魏尾黄ヅ涠紩?dǎo)致ADC輸入端看到較小電壓差，并且電壓降不具有信號依賴性。
較低的輸入電流對失調(diào)和增益精度也有影響。由于絕對電流減小，以及信號相關(guān)的電流變化減少，每個(gè)通道或每個(gè)電路板上的元件值變化導(dǎo)致失調(diào)和增益誤差發(fā)生較大變化的可能性也較?。ㄍ?，較低電流導(dǎo)致串聯(lián)電阻上的電壓變?。＠妙A(yù)充電緩沖器可以實(shí)現(xiàn)更好的絕對失調(diào)和增益誤差規(guī)格，系統(tǒng)內(nèi)不同電路板或通道的性能也會更為一致。
在ADC采樣速率為適應(yīng)不同信號采集需求而變化的系統(tǒng)中，例如在數(shù)據(jù)采集卡中，較低電流還有另一個(gè)好處。在沒有預(yù)充電緩沖器的情況下，輸入無源元件上的電壓降隨ADC的采樣速率而變化，因?yàn)樵谳^高采樣速率下，ADC輸入電容常常會更頻繁地充電和放電。這同時(shí)適用于模擬輸入路徑和基準(zhǔn)輸入路徑，ADC將此電壓變化視為與采樣速率相關(guān)的失調(diào)和增益誤差。
但是，當(dāng)使能預(yù)充電緩沖器時(shí)，絕對電流以及相應(yīng)的絕對電壓降在開始時(shí)會小得多，因此ADC采樣速率變化引起的電壓變化也會低得多。在最終系統(tǒng)中，這意味著當(dāng)調(diào)整采樣率時(shí)不大需要重新校準(zhǔn)系統(tǒng)失調(diào)和增益誤差，并且失調(diào)和增益誤差對ADC采樣速率的變化不那么敏感。
成本優(yōu)勢
易使用特性的主要優(yōu)點(diǎn)之一與總成本有關(guān)。各方面的設(shè)計(jì)和性能優(yōu)勢導(dǎo)致開發(fā)成本和運(yùn)行成本有可能降低。
?更簡單的設(shè)計(jì)意味著設(shè)計(jì)工作量減少，完成第一個(gè)原型的時(shí)間更快，
?原型設(shè)計(jì)一次成功的機(jī)率更大。
?易驅(qū)動特性支持更低的帶寬，因而可以使用較低成本的放大器。
?失調(diào)和增益優(yōu)勢可以減少工廠校準(zhǔn)。
?性能改進(jìn)可以減少現(xiàn)場校準(zhǔn)或按需校準(zhǔn)，從而減少停機(jī)時(shí)間和/或提高產(chǎn)量。
使用AD7768-1的實(shí)例
表2顯示了AN-1384應(yīng)用筆記中的一些測量數(shù)據(jù)，此數(shù)據(jù)有助于設(shè)計(jì)人員選擇合適的放大器來驅(qū)動AD7768-1 ADC。 表格中的例子說明，當(dāng)使能預(yù)充電特性時(shí)，改善幅度相當(dāng)明顯。具體來說，THD的改善是上面提到的減輕ADC加之于驅(qū)動電路的負(fù)擔(dān)的綜合效應(yīng)的結(jié)果。例如，當(dāng)使能預(yù)充電緩沖器時(shí)，采用ADA4945-1放大器的配置使THD提高4 dB。類似地，ADA4807-2電路使THD增加18 dB。這些例子表明：高性能的放大器，當(dāng)與ADI公司的許多最新ADC提供的易驅(qū)動特性結(jié)合時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)一流的性能水平。
表2.使用不同放大器的AD7768-1性能
結(jié)論
由于轉(zhuǎn)換器的反沖和帶寬要求，設(shè)計(jì)一個(gè)驅(qū)動無緩沖ADC的電路并非易事，需要適當(dāng)?shù)姆椒ê驼壑钥紤]。很多時(shí)候，所需電路將決定整體系統(tǒng)的THD、SNR和功耗等方面的性能。
ADI公司采用SAR和Σ-Δ技術(shù)的最新精密轉(zhuǎn)換器集成了一系列特性，可最大限度地減小轉(zhuǎn)換器輸入電流。這將使反沖最小，大大減少并簡化外部電路，實(shí)現(xiàn)以前無法實(shí)現(xiàn)的規(guī)格數(shù)值。SAR和Σ-Δ技術(shù)因而更易于使用，工程時(shí)間得以縮短，系統(tǒng)特性得到改善。
（來源：亞德諾半導(dǎo)體，作者：Stuart Servis和Miguel Usach Merino）
